TRANG PHỤ BÌA
BỘ GIÁO DỤC VÀ ĐÀO TẠO
TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA HÀ NỘI
--------------------------------------NGUYỄN HỒNG QUYẾT

TÊN ĐỀ TÀI LUẬN VĂN
MÔ PHỎNG HỆ THỐNG MIMO-OFDM ỨNG DỤNG
CHO KÊNH TRUYỀN DƯỚI NƯỚC

Chuyên ngành : Điện tử-Viễn Thông

LUẬN VĂN THẠC SĨ KHOA HỌC
KỸ THUẬT ĐIỆN TỬ VIỄN THÔNG

NGƯỜI HƯỚNG DẪN KHOA HỌC :
TS. HÀ DUYÊN TRUNG

Hà Nội – Năm 2010

1


LỜI CAM ĐOAN
Ngoài sự giúp đỡ và chỉ bảo tận tình của TS. Hà Duyên Trung, cuốn luận văn
này là sản phẩm của quá trình tìm tòi, nghiên cứu và trình bày của tác giả về đề tài
trong luận văn. Mọi số liệu quan điểm, quan niệm, phân tích, kết luận của các tài
liệu và các nhà nghiên cứu khác đều được trích dẫn theo đúng qui định. Vì vậy, tác
giả xin cam đoan đây là công trình nghiên cứu của riêng mình.
Hà Nội, ngày 10 tháng 10 năm 2010
Tác giả

Nguyễn Hồng Quyết

2


LỜI NÓI ĐẦU
Các kênh truyền dưới nước được đặc trưng bởi sự giới hạn về mặt băng thông,
nhiễu liên ký tự (ISI) và ảnh hưởng của Doppler lớn tạo ra các thách thức cho việc
truyền thông tin cậy. Trong một vài thập kỷ trước đây, nhiều mô hình truyền khác
nhau đã được đưa đối với các hệ thống để cải tiến tốc độ truyền và giảm tỉ lệ lỗi bít.
Tuy nhiên, các mô hình vẫn chưa đạt được hiệu quả cao đối với cả hai yêu cầu trên.
OFDM có thể coi là một giải pháp hiệu quả khi làm giảm nhiễu ISI và có độ phức
tạp thấp nên có thể thực hiện được trong thực tế. Ý tưởng chính là chia dải tần thành
nhiều sóng con cạnh nhau. Khoảng cách giữa các sóng mang được chọn lựa để các
sóng mang trực giao với nhau, điều này được thực hiện nhờ phép biến đổi Fourier
nhanh (FFT).
Đối với các kênh fading, các hệ thống MIMO nâng cao đáng kể dung lượng kênh,
điều này làm cho tốc độ truyền cao hơn. Ngoài ra, hệ thống MIMO còn tạo ra sự
phân tập về mặt không gian làm giảm tỉ lệ lỗi bít khi truyền.
Kỹ thuật MIMO-OFDM ra đời nhằm mục đích kết hợp các ưu điểm của hệ thống
MIMO và hệ thống OFDM nhằm đạt được hiệu quả đối với kênh truyền dưới nước.
Trong luận văn này, tôi sẽ tìm hiểu về kỹ thuật MIMO-OFDM, phân tích các yếu tố
ảnh hưởng đến kênh truyền dưới nước từ đó đưa ra một mô hình kênh truyền và tiến
hành mô phỏng hệ thống MIMO-OFDM với kênh truyền nêu trên bằng phần mềm
Matlab. Bên cạnh đó, tôi còn nghiên cứu ảnh hưởng của các phương pháp điều chế:
BPSK, QPSK, QAM... cũng như các phương pháp cân bằng kênh như MMSE, ZF...
đến chất lượng tín hiệu (đặc trưng bởi tỉ lệ lỗi bít BER) thu được. Ngoài ra, tôi cũng
tiến hành khảo sát ảnh hưởng của tần số sóng mang và hiệu ứng Doppler đến tỉ lệ
lỗi bít khi truyền tín hiệu. Từ đó rút ra kết luận về khả năng thực thi của hệ thống
MIMO-OFDM đối với môi trường truyền dưới nước.

Qua đây, tôi xin trân trọng cảm ơn gia đình tôi, các thầy, cô giáo trong khoa Điện tử
-Viễn thông, trường Đại học Bách khoa Hà Nội và đặc biệt là Tiến sĩ Hà Duyên
Trung, thầy giáo hướng dẫn trực tiếp đã nhiệt tình giúp đỡ tôi hoàn thành luận văn
này.

3


MỤC LỤC
TRANG PHỤ BÌA ......................................................................................................1
LỜI CAM ĐOAN .......................................................................................................2
LỜI NÓI ĐẦU ............................................................................................................3
DANH MỤC CÁC KÝ HIỆU, CÁC TỪ VIẾT TẮT.................................................5
DANH MỤC CÁC BẢNG..........................................................................................8
DANH MỤC CÁC HÌNH VẼ, ĐỒ THỊ .....................................................................9
CHƯƠNG 1 - KỸ THUẬT MIMO-OFDM .............................................................11
1.1 Giới thiệu hệ thống MIMO và OFDM ............................................................11
1.2 Mô hình hệ thống MIMO-OFDM ...................................................................12
1.2.1 Bộ Mapper và Demapper..........................................................................13
1.2.2 Bộ chuyển đổi nối tiếp-song song (S/P và P/S)........................................19
1.2.3 Bộ IFFT và FFT........................................................................................20
1.2.4 Bộ chèn khoảng bảo vệ và loại bỏ khoảng bảo vệ....................................21
1.3 Ước lượng kênh truyền cho hệ thống MIMO -OFDM....................................24
1.3.1 Giới thiệu ..................................................................................................24
1.3.2 Ước lượng kênh truyền .............................................................................25
1.3.3 Cân bằng tín hiệu cho hệ thống MIMO – OFDM ....................................37
CHƯƠNG 2 - MÔ HÌNH KÊNH CHO HỆ THỐNG TRUYỀN THÔNG KHÔNG
DÂY DƯỚI NƯỚC ..................................................................................................39
2.1 Truyền tín hiệu dưới nước...............................................................................39
2.1.1 Truyền âm thanh trên biển........................................................................39

2.1.2 Suy hao truyền ..........................................................................................39
2.2 Các đặc tính kênh truyền dưới nước................................................................45
2.2.1 Các đường truyền trong nước biển ...........................................................45
2.2.2 Fading đa đường và tỉ lệ lỗi bít.................................................................58
2.3 Ảnh hưởng của sự thay đổi nhiệt độ dưới nước ..............................................67
2.4 Kết luận ...........................................................................................................70
2.5 Mô hình kênh sử dụng trong mô phỏng ..........................................................72
CHƯƠNG 3 - KẾT QUẢ VÀ BÀN LUẬN .............................................................74
3.1 So sánh tỉ lệ lỗi bít (BER) theo số lượng anten sử dụng .................................74
3.2 Phương pháp cân băng kênh............................................................................76
3.3 Phương pháp điều chế .....................................................................................77
3.4 Sự phuộc của tỉ lệ lỗi bít vào tần số sóng mang ..............................................83
3.5 Ảnh hưởng của hiệu ứng Doppler đến chất lượng truyền tín hiệu..................83
CHƯƠNG 4 - KẾT LUẬN VÀ KIẾN NGHỊ...........................................................87
4.1 Kết luận ...........................................................................................................87
4.2 Kiến nghị .........................................................................................................88
TÀI LIỆU THAM KHẢO.........................................................................................89

4


DANH MỤC CÁC KÝ HIỆU, CÁC TỪ VIẾT TẮT
A
AWGN

Additive White Gaussian Noise
Nhiễu Gauss trắng cộng

B
BER


Bit Error Rate
Tỉ lệ lỗi bit.

BPSK

Binary Phase Shift Keying
Khóa dịch pha nhị phân.

C
CP

Cyclic Prefix
Tiền tố lặp.

D
(I)DFT

(Inverse) Discrete Fourier Transform
Biến đổi Fourier rời rạc (ngược)

D/A

Digital/Analog
Bộ chuyển đổi số sang tương tự

DAB
F

Digital Audio Broadcast


FDM

Frequency Division Multiplexing
Ghép kênh phân chia theo tần số.

FDMA

Frequency Division Multiple Access
Đa truy cập phân chia theo tần số

G
GI

Guard Interval
Dải bảo vệ.

I

5


ICI

Inter Channel Interference
Nhiễu xuyên kênh.

(I)FFT

(Inverse) Fast Fourier Transform

Biến đổi Fourier nhanh thuận (đảo).

ISI

Intersymbol Interference
Nhiễu xuyên ký tự.

L
LS

Least Square
Bình phương nhỏ nhất.

M
MMSE

Minimum Mean Squared_Error
Lỗi quân phương tối thiểu.

MIMO

Multiple Input Multiple Output
Hệ thống đa anten phát và thu

O
OFDM

Orthogonal Frequency Division Multiplexing
Ghép kênh phân chia theo tần số trực giao.


OFDMA

Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access
Đa truy cập phân chia theo tần số trực giao.

P
PSK

Phase Shift Keying
Điều chế số dịch pha.

Q
QAM

Quadrature Amplitude Modulation
Điều biên cầu phương.

(Q)PSK

(Quadrature) Phase-Shift Keying
Khóa dịch pha (vuông góc).

6


R
RAP

Reliable acoustic path


S
SER

Symbol Error Rate
Tỷ lệ lỗi Symbol (kí hiệu)

SNR

Signal to Noise Rate
Tỷ lệ tín hiệu trên nhiễu.

STMLD

Space-Time Maximum Likelihood Decoder

S/N

Signal/Noise
Tín hiệu/nhiễu

S/P

Serial/Parallel
Nối tiếp/Song song

SVD

Singular value decomposition

SL


Source level
Mức nguồn

SOFAR

Sound Fixing and Ranging

T
TL

Transmision lost
Suy hao truyền

U
UWCN

Underwater communication network
Mạng truyền thông dưới nước

Z
.ZF

Zero Forcing

7


DANH MỤC CÁC BẢNG
Bảng 1: Các thông số mô phỏng của hệ thống MIMO-OFDM đối với kênh truyền

dưới nước ..................................................................................................................74

8


DANH MỤC CÁC HÌNH VẼ, ĐỒ THỊ
Hình 1.1 Sơ đồ nguyên lý hệ thống MIMO ..............................................................11
Hình 1.2 Mô hình hệ thống MIMO-OFDM..............................................................12
Hình 1.3 Sơ đồ mã lưới .............................................................................................14
Hình 1.4 Bộ mã lưới k = 1, K = 3 và n = 2 ...............................................................14
Hình 1.5 Lưới mã và sơ đồ trạng thái với k = 1, K = 3 và n = 2...............................15
Hình 1.6 Phân tập theo thời gian...............................................................................16
Hình 1.7 Bộ điều chế và giải điều chế dữ liệu trong Mapper và Demapper.............16
Hình 1.8 Bít và symbol .............................................................................................17
Hình 1.9 Giản đồ chòm sao 2-PSK và 16-PSK.........................................................18
Hình 1.10 Giản đồ chòm sao QAM ..........................................................................18
Hình 1.11 Bộ S/P và P/S ...........................................................................................19
Hình 1.12 Bộ IFFT và FFT .......................................................................................20
Hình 1.13 Bộ chèn khoảng bảo vệ và loại bỏ khoảng bảo vệ ...................................21
Hình 1.14 Đáp ứng xung của kênh truyền fading chọn lọc tần số............................22
Hình 1.15 Tín hiệu được chèn khoảng bảo vệ ..........................................................23
Hình 1.16 Ví dụ về việc truyền pilot liên tục và phân tán ở những vị trí sóng mang
biết trước ...................................................................................................................27
Hình 1.17 Kiểu chèn pilot dạng khối ........................................................................28
Hình 1.18 Kiểu chèn pilot dạng lược ........................................................................29
Hình 1.19 Sự sắp xếp pilot và mẫu tin có ích ở miền tần số và thời gian.................30
Hình 1.20 Mối liên hệ giữa hiệu ứng Doppler và trễ kênh truyền trong sự lựa chọn
sự sắp xếp các pilot ...................................................................................................30
Hình 2.1 Sự phụ thuộc vào tần số hoạt động và độ sâu của hệ số hấp thụ[12] ...........42
Hình 2.2 Sự phụ thuộc vào tần số và khoảng cách truyền của suy hao truyền tổng

cộng ở vùng nước nông[12] ........................................................................................43
Hình 2.3 Sự phụ thuộc vào tần số và khoảng cách truyền của suy hao tổng cộng ở
vùng nước sâu[12] .......................................................................................................44
Hình 2.4 Suy hao truyền tổng cộng ở các độ sâu khác nhau[12] ................................45
Hình 2.5 Sự phụ thuộc của vận tốc vào độ sâu được chia theo lớp ..........................47
Hình 2.6 Kiểu truyền ở vùng nước nông ..................................................................47
Hình 2.7 Sự phụ thuộc vào khoảng cách ở các tần số khác nhau với rtruyền[12] ....................................................................................................................48
Hình 2.8 Các đường truyền giữa nguồn và thiết bị nhận trong vùng nước sâu ........49
Hình 2.9 Sự phụ thuộc vào tần số đối với các góc lướt quas θ và tốc độ gió ω của
suy hao truyền[12] .......................................................................................................50
Hình 2.10 Kênh âm thanh bề mặt, đặc trưng tốc độ âm và đồ thị tia .......................51
Hình 2.11 Sự phụ thuộc vào tần số và khoảng cách của suy hao truyền trong ống
dẫn bề mặt[12] .............................................................................................................52
Hình 2.12 Các tia truyền và phản xạ tại giao cắt giữa hai môi trường .....................53
Hình 2.13 Sự phụ thuộc vào góc lướt qua của suy hao truyền[12] .............................53
Hình 2.14 Sự dư thừa độ sâu đối với đường truyền âm thanh hội tụ........................55

9


Hình 2.15 Truyền âm thanh từ một nguồn trong kênh âm thanh sâu .......................57
Hình 2.16 Sự hình thành vùng tối khi vận tốc âm thanh giảm đều theo chiều sâu...58
Hình 2.17 Khoảng cách truyền thông giữa các nút cực đại của kênh đơn đường sử
dụng các kiểu điều chế khác nhau đối với vùng nước nông[12] .................................61
Hình 2.18 Khoảng cách truyền thông giữa các nút cực đại của kênh đơn đường sử
dụng các kiểu điều chế khác nhau đối với vùng nước sâu[12]....................................62
Hình 2.19 Sự phụ thuộc của BER và khoảng cách giữa các nút với các công suất
truyền khác nhau đối với vùng nước nông[12] ...........................................................63
Hình 2.20 Sự phụ thuộc của BER và tần số với các công suất truyền khác nhau đối

với vùng nước nông[12] ..............................................................................................63
Hình 2.21 Sự phụ thuộc của BER và khoảng cách giữa các nút với các công suất
truyền khác nhau đối với vùng nước sâu[12] ..............................................................64
Hình 2.22 Sự phụ thuộc của BER và tần số với các công suất truyền khác nhau đối
với vùng nước sâu[12] .................................................................................................65
Hình 2.23 Sự phụ thuộc của khoảng cách giữa các nút cực đại vào độ sâu đối với
vùng nước nông[12] ....................................................................................................66
Hình 2.24 Sự phụ thuộc của khoảng cách giữa các nút cực đại theo độ sâu đối với
vùng nước sâu[12] .......................................................................................................66
Hình 2.25 Đặc trưng nhiệt độ[12] ...............................................................................67
Hình 2.26 Đặc trưng nhiệt độ của các mùa khác nhau trong năm 2006[12] ...............68
Hình 2.27: Tốc độ âm thanh của các mùa khác nhau trong năm 2006[12] .................69
Hình 3.1 Hệ thống MIMO-OFDM với số lượng anten thu phát khác nhau .............75
Hình 3.2 Sự phụ thuộc của tỉ lệ lỗi bít BER theo phương pháp cân bằng kênh .......76
Hình 3.3 Sự phụ thuộc của tỉ lệ lỗi bít BER theo phương pháp điều chế .................78
Hình 3.4 Chòm sao điều chế của phương pháp điều chế QPSK khi SNR=1............79
Hình 3.5 Chòm sao điều chế của phương pháp điều chế QPSK khi SNR=15..........79
Hình 3.6 Chòm sao điều chế của phương pháp điều chế QPSK khi SNR=20..........80
Hình 3.7 Chòm sao điều chế của phương pháp điều chế BPSK ...............................81
Hình 3.8 Chòm sao điều chế của phương pháp điều chế QPSK...............................81
Hình 3.9 Chòm sao điều chế của phương pháp điều chế 16-QAM ..........................82
Hình 3.10 Chòm sao điều chế của phương pháp điều chế 64-QAM ........................82
Hình 3.11 Sự phụ thuộc của BER vào tần số sóng mang .........................................83
Hình 3.12 Ảnh hưởng của hiệu ứng Doppler đến chất lượng tín hiệu......................84

10


CHƯƠNG 1 - KỸ THUẬT MIMO-OFDM
1.1 Giới thiệu hệ thống MIMO và OFDM

Ngoài các ảnh hưởng do suy hao, can nhiễu, tín hiệu khi truyền qua kênh vô tuyến
di động sẽ bị phản xạ, khúc xạ, nhiễu xạ, tán xạ... và gây ra hiện tượng fading đa
đường. Điều đó dẫn đến tín hiệu nhận được tại bộ thu sẽ yếu hơn nhiều so với tín
hiệu tại bộ phát, làm giảm đáng kể chất lượng truyền thông. Các fading khá phổ
biến trong thông tin vô tuyến là Rayleigh và fading Ricean.
Những nghiên cứu gần đây cho thấy, sự kết hợp điều chế phương pháp OFDM vào
hệ thống MIMO cho phép cải thiện đáng kể những ảnh hưởng fading từ môi trường
truyền, cho phép nâng cao chất lượng và dung lượng truyền thông.
Trước hết phải kể đến kỹ thuật điều chế trực giao OFDM. Đây là một trường hợp
đặc biệt của truyền dẫn đa sóng mang. OFDM được coi là kỹ thuật điều chế hay kỹ
thuật ghép, dựa trên nguyên tác phân chia luồng dữ liệu tốc độ cao thành nhiều
luồng dữ liệu tốc độ thấp, truyền trên nhiều sóng mang trực giao nhau. OFDM sử
dụng dữ liệu song song và ghép kênh theo tần số FDM với các kênh chồng nhau,
trong đó mỗi kênh mang một tốc độ dữ liệu, được đặt cách nhau một khoảng tần số
để tránh sự cân bằng tốc độ cao (High-Speed Equalization) đồng thời chống lại
nhiễu và méo đa tuyến, cũng như sử dụng toàn dải thông có sẵn.
MIMO là hệ thống sử dụng các dãy anten ở cả hai đầu kênh truyền với nhiều anten
cho phía thu và nhiều anten cho phía phát.

Hình 1.1 Sơ đồ nguyên lý hệ thống MIMO

11


Các công trình nghiên cứu[13.16] đã chỉ ra rằng, dung lượng của hệ thống thông tin vô
tuyến được tăng lên đáng kể khi sử dụng nhiều anten thu và phát.
Xét dung lượng kênh MIMO có Fading Rayleigh chậm trông trường hợp kết hợp cả
phân tập thu phát:

( ) ⎞⎟⎟ ,

⎛
P
log 2 ⎜⎜1 +
χ 22
2
σ
n
i = nT − nR −1)
T
⎝
nT

∑(

Giới hạn dưới:

C >W

Giới hạn trên:

nT
⎛
P
χ 22nR
C < W ∑ log 2 ⎜⎜1 +
2
σ
n
i =1

T
⎝

(

nR

2 nR

i =1

i =1

i

⎠

) ⎞⎟⎟ ,
i

⎠

nT ≥ nR

(1.1)

nT ≥ nR

(1.2)

Với χ 22n = ∑ hi = ∑ zi2 , P là công suất phát, W là băng thông, nR và nT lần lượt là
R

số anten thu phát, hi là hệ số của ma trận kênh truyền H.
Có thể thấy rằng dung lượng của hệ thống MIMO được cải thiện đáng kể so với
trường hợp chỉ có một cặp anten thu phát truyền thống:
r
P ⎞
⎛
C = W ∑ log 2 ⎜1 + ri2 ⎟
⎝ σ ⎠
i =1

(1.3)

Hệ thống MIMO-OFDM ra đời nhằm mục đích kết hợp các ưu điểm của hệ thống
MIMO và hệ thống OFDM.

1.2 Mô hình hệ thống MIMO-OFDM
Mô hình hệ thống MIMO-OFDM được thể hiện trong hình vẽ dưới đây:

Hình 1.2 Mô hình hệ thống MIMO-OFDM

12


Hệ thống MIMO V-BLAST như hình trên được sử dụng do hệ thống cho khả năng
đạt được độ lợi lớn nhất nhằm tăng tối đa dung lượng hệ thống thông tin không dây
trong môi trường fading không dây chọn lọc tần số.
1.2.1 Bộ Mapper và Demapper

Chức năng của bộ Mapper bao gồm: mã hóa dữ liệu ở băng tần cơ sở và thực hiện
điều chế dữ liệu đã được mã hóa. Việc mã hóa dữ liệu được thực hiện bằng phương
pháp mã hóa chập và làm xen dữ liệu. Trong khi đó, điều chế dữ liệu được thực hiện
bằng các phương pháp điều chế như BPSK, QPSK, M-QAM. Phần dưới đây sẽ
trình bày cụ thể hơn về các phương pháp này
1.2.1.1 Mã hóa dữ liệu
Ở phía phát, dữ liệu vào của bộ Mapper được thực hiện mã hóa bằng phương pháp
mã hóa chập (convolutional coding) sau đó được làm xen (Interleave) trước khi
được thực hiện điều chế. Ở phía thu, dữ liệu sau khi giải điều chế được giải xen và
sử dụng thuật toán Viterbi để giải mã mã chập.
a) Mã chập
Cấu trúc mã chập đặt biệt phù hợp với truyền thông không dây, do chỉ sử dụng bộ
mã hóa đơn giản nhưng đạt được hiệu quả cao nhờ vào phương pháp giải mã phức
tạp[7] .
Bộ mã hóa tạo các vector mã bằng cách dịch chuyển các bít dữ liệu qua thanh ghi
dịch qua K tầng mỗi tầng có k bít. Một bộ n phép cộng nhị phân với đầu vào là K
tầng sẽ tạo ra vector mã n bit cho mỗi k bit đầu vào. Tại một thời điểm, k bit dữ liệu
đầu vào sẽ được dịch vào tầng đầu tiên của thanh ghi dịch, k bit của tầng đầu sẽ
được dịch vào k bít của tầng kế. Mỗi lần dịch k bít dữ liệu vào sẽ tạo ra một vector
mã n bit.
Tốc độ mã là Rc = k/n
K là số tầng của thanh ghi dịch được gọi là constraint length của bộ mã. Hình dưới
cho ta thấy rõ mỗi vector mã trong mã lưới phụ thuộc vào k.K bit, bao gồm k bít dữ
liệu vào tầng đầu tin và (K-1)k bit của K-1 tầng cuối của bộ mã hóa, K-1 tầng cuối

13


này gọi là trạng thái của bộ mã hóa, trong khi đó chỉ có k bit dữ liệu đầu vào trong
mã khối ảnh hưởng tới vector mã.

Hình 1.3 Sơ đồ mã lưới
Mã lưới được biểu diễn thông qua lưới mã (code trellis) hoặc sơ đồ trạng thái (state
diagram) mô tả sự biến đổi từ trạng thái hiện tại sang trạng thái kế tiếp tuỳ thuộc k
bít dữ liệu đầu vào
Ví dụ: Bộ mã lưới k = 1, K = 3 và n = 2

Hình 1.4 Bộ mã lưới k = 1, K = 3 và n = 2
Hình 1.4 mô tả sơ đồ mã hóa với k = 1, K = 3 và n = 2, hình 1.5 mô tả lưới mã và sơ
đồ trạng thái của bộ mã

14


Hình 1.5 Lưới mã và sơ đồ trạng thái với k = 1, K = 3 và n = 2
Tín hiệu nhận được tại máy thu sẽ được bộ giải mã tương quan tối đa không gianthời gian STMLD (Space-Time Maximum Likelihood Decoder) giải mã. Bộ
STMLD sẽ được thực hiện giải thuật Viterbi, đường mã nào có metric tích luỹ nhỏ
nhất sẽ được chọn là chuỗi dữ liệu được giải mã. Độ phức tạp của bộ giải mã tăng
theo hàm mũ với số trạng thái trên giản đồ chòm sao và số trạng thái mã lưới.
b) Xen kênh
Sau đây ta sẽ so sánh hai trường hợp: truyền ký tự liên tiếp và dùng xen kênh khi độ
lợi kênh truyền rất nhỏ

15


ht

t
Khoâng xen keânh

Töø maõ x0

Töø maõ x1

Töø maõ x2

Töø maõ x3

Xen keânh

Hình 1.6 Phân tập theo thời gian
Từ hình vẽ ta thấy rằng: từ mã x2 bị triệt tiêu bởi fading nếu không dùng bộ xen
kênh, nếu dùng bộ xen kênh thì mỗi từ mã chỉ mất một ký tự và ta có thể phục hồi
lại từ 3 ký tự ít bị ảnh hưởng bởi fading.
1.2.1.2 Điều chế dữ liệu

Hình 1.7 Bộ điều chế và giải điều chế dữ liệu trong Mapper và Demapper
Việc điều chế dữ liệu được thực hiện bằng cách từng symbol b bít sẽ được đưa vào
bộ điều chế với mục đích là nâng cao dung lượng kênh truyền[7]. Một symbol b bít
sẽ tương ứng một trong M=2b trạng thái hay một vị trí trong giản đồ chòm sao
(constellation)
• BPSK sử dụng symbol 1 bít, bít 0 hoặc bít 1 sẽ xác định trạng thái pha 0o
hoặc 180o, tốc độ baud hay tốc độ chuỗi sẽ bằng tốc độ bít: Baud = Rb.
• QPSK sử dụng symbol 2 bít (Debit), Baud = Rb/2.

16


• 16-QAM sử dụng symbol 4 bít (Quabit), Baud = Rb/4.
• 64-QAM sử dụng symbol 6 bít (Quabit), Baud = Rb/6.

Hình 1.8 cho ta thấy quan hệ giữa tốc độ Baud và tốc độ bít phụ thuộc vào số bít
trong một chuỗi.

Rb = Baud

Rb = 2 Baud

Rb = 3Baud

Rb = 4 Baud

Hình 1.8 Bít và symbol
Số bít truyền trong một symbol tăng lên (M tăng lên), thì hiệu quả băng thông
Beffeciency = Rb/BT = log2M = b [bps/Hz] tăng lên, tuy nhiên sai số BER cũng tăng lên.
Nyquist đã đưa ra công thức tính dung lượng kênh truyền tối đa trong môi trường
không nhiễu: C = 2Blog2M trong đó B là băng thông kênh truyền. Do đó, ta không
thể tăng M lên tùy ý được, công thức trên cho phép ta xác định M lớn nhất, số bít
lớn nhất có thể truyền trong một symbol.
Một số phương thức điều chế số thường dùng trong bộ Mapper
• M-PSK (Phase Shift Keying)
• M-QAM (Quarature Amplitude Modulation)
M-PSK (Phase Shift Keying)
Trong PSK Xn có biên độ không thay đổi và pha phụ thuộc b bít vào dn. M-PSK có
M trạng thái pha phụ thuộc vào b = log2M bít vào, pha của Xn giá trị là 1 trong M
góc pha θ i =

2πi
, i = 1,2,...,M. Một số dạng M-PSK thường gặp:
M

• BPSK hay PRK có 2 trạng thái pha phụ thuộc 1 bít vào.
• QPSK có 4 trạng thái pha phụ thuộc 2 bít vào

17


• 8-PSK có 8 trạng thái pha phụ thuộc vào 3 bít vào
• 16-PSK có 16 trạng thái pha phụ thuộc 4 bít vào.
Hình 1.9 cho ta thấy giản đồ chòm sao 2-PSK và 16-PSK

Hình 1.9 Giản đồ chòm sao 2-PSK và 16-PSK
M-QAM
Trong sơ đồ M-QAM, Xn có biên độ pha phụ thuộc b bít vào dn, QAM được sử
dụng rất phổ biến trong các đường truyền vô tuyến số tốc độ cao. Sau đây là biểu
thức tổng quát của tín hiệu M-QAM:
Xn = ai + jbi i = 1,2,...,M

(1.4)

Với ai, bi = ±a, ±3a, ±5a,...,±(log2M-1), ai và bi phụ thuộc b bít vào dn.
Hình 1.10 vẽ giản đồ chòm sao của 16-QAM và 64-QAM.

Hình 1.10 Giản đồ chòm sao QAM

18


1.2.2 Bộ chuyển đổi nối tiếp-song song (S/P và P/S)
Theo Shanon tốc độ dữ liệu cao nhất cho kênh truyền chỉ có nhiễu trắng AWGN
(không có fading):

Cmax=B.log2 (1+S/N) [bps]
với

(1.5)

B là băng thông của kênh truyền [Hz]
S/N là tỉ số tín hiệu trên nhiễu của kênh truyền

Vì vậy, muốn truyền dữ liệu với tốc độ cao hơn Cmax ta phải chia nhỏ luồng dữ liệu
tốc độ cao thành các luồng dữ liệu tốc độ thấp hơn Cmax bằng cách sử dụng bộ
chuyển đổi nối tiếp sang song song S/P.
Tức là chia luồng dữ liệu vào thành từng frame nhỏ có chiều dài k×b bit k ≤ N, với
b là số bít trong mô hình điều chế số, N là số sóng mang. k và N sẽ được chọn sao
cho các luồng dữ liệu song song có tốc độ đủ thấp, để băng thông tương ứng đủ hẹp,
sao cho hàm truyền trong khoảng băng thông đó có thể xem là phẳng. Bằng cách sử
dụng bộ S/P ta đã chuyển kênh truyền fading chọn lọc tần số thành kênh truyền
fading phẳng.

TS

TP = NTS

TP

TP

TS

TP

TP = NTS
TP

Hình 1.11 Bộ S/P và P/S

19


Ngược lại phía phát, phía thu sẽ dùng bộ P/S để ghép N luồng dữ liệu tốc độ thấp
thành một luồng dữ liệu tốc độ cao duy nhất.
Hình 1.11 cho thấy tác dụng chuyển đổi của bộ chuyển đổi từ nối tiếp sang song
song và ngược lại từ song song sang nối tiếp.
1.2.3 Bộ IFFT và FFT
X0

x0

~
x0

~
X0

X1

x1

~
x1

~
X1

IFFT

FFT
~
x N −1

x N −1

X N −1

~
X N −1

Hình 1.12 Bộ IFFT và FFT
Phép biến đổi IDFT (Inverse Discrete Fourier Transform) cho phép tạo tín hiệu
OFDM dễ dàng[2], tức là điều chế N luồng tín hiệu song song lên N tần số trực giao
một cách chính xác và đơn giản. Phép biến đổi DFT (Discrete Fourier Transform)
cho phép ta giải điều chế lấy lại thông tin từ tín hiệu OFDM. Nhờ sử dụng phép
biến đổi IDFT và DFT mà ta tinh giản được bộ tổng hợp tần số phức tạp ở phía phát
và phía thu. Nếu không sử dụng IDFT và DFT bộ tổng hợp tần số phải tạo ra tập tần
số cách đều nhau chính xác và đồng pha, nhằm tạo ra tập tần số trực giao hoàn hảo,
điều này không hề đơn giản một chút nào. Nếu ta sử dụng số sóng mang là lũy thừa
của 2 thì ta có thể thay IDFT và DFT bằng IFFT và FFT (hình 1.12)
Phía phát symbol [Xo,X1,...,XN-1] từ bộ mapper sẽ đi vào bộ IDFT, tạo symbol
[xo,x1,...,xN-1]:
xn =

1
N

N −1

∑ X k .e

j

2π
kn
N

=

k =0

1
N

N −1

∑X
k =0

k

.e j 2πf k nf s

n = 0 ÷ N-1

(1.6)

⎛
⎞
k
f
⎜⎜ 2π n = 2π k n = 2πf k nt s ⎟⎟
N
fs
⎝
⎠

Xk = Ak + jBk
với

(1.7)

ts là độ rộng symbol

20


fk là các tần số trực giao

[~x0 , ~x1 ,..., ~x N −1 ]

chính là các mẫu rời rạc của tín hiệu OFDM x(t) trong miền thời

gian. Phía thu làm ngược lại so với phía phát, phép biến đổi FFT được áp dụng cho

[

]

~ ~
~
symbol [~x0 , ~x1 ,..., ~x N −1 ] để thu lại symbol X 0 , X 1 ,..., X N −1 trong đó:
2π

N −1
kn
−j
~
Xk = ∑~
x n .e N

k = 0 ÷ N-1

(1.8)

n =0

~

Lý tưởng thì dữ liệu phía thu sẽ giống dữ liệu phía phát: X k = X k
1.2.4 Bộ chèn khoảng bảo vệ và loại bỏ khoảng bảo vệ
TS
sn

x nT
ts

ts

TS

~
x nT

rn

ts

∆G

∆G

ts

Hình 1.13 Bộ chèn khoảng bảo vệ và loại bỏ khoảng bảo vệ
Hai nguồn nhiễu giao thoa (interference) thường thấy trong các hệ thống vô tuyến
số, cũng như trong hệ thống OFDM là ISI và ICI:
• ISI (Intersymbol Interference): nhiễu giao thoa liên ký tự, được định nghĩa là
xuyên nhiễu giữa các symbol trong khoảng thời gian Tsymbol của các frame
FFT liên tiếp (trong miền thời gian).
• ICI (Inter-carrier interference): nhiễu giao thoa liên sóng mang, được định
nghĩa là xuyên nhiễu giữa các kênh sóng mang phụ (subchannels) của cùng
một frame FFT (trong miền tần số)

21


Nhiễu ICI được loại bỏ hoàn toàn nhờ sử dụng tập sóng mang trực giao làm tập tần
số của các kênh phụ. Nhiễu ISI sẽ gần như được loại bỏ hoàn toàn nếu ta sử dụng
lượng sóng mang đủ lớn, khi đó băng thông của mỗi kênh đủ nhỏ so với coherence
bandwith, tức là độ rộng một symbol ts sẽ lớn hơn trải trễ của kênh truyền. Tuy
nhiên do độ phức tạp của phép biến đổi FFT tăng khi N tăng nên N phải được lựa
chọn tối ưu. Bộ chèn khoảng bảo vệ (hình 1.13) được sử dụng nhằm kéo dài độ rộng
symbol ts mà vẫn giữ nguyên số sóng mang[2]. Bộ chèn khoảng bảo vệ chèn thêm
một khoảng bảo vệ ∆G (Guard Interval) gồm µ mẫu vào mỗi symbol, khi này độ
rộng một symbol sẽ là:
Ts = ∆G + ts

(1.9)

Để hình dung việc chèn khoảng bảo vệ, ta xét một kênh truyền fading chọn lọc tần
số có một đường trễ có đáp ứng xung như hình 1.14.

τ

τ max

Hình 1.14 Đáp ứng xung của kênh truyền fading chọn lọc tần số
TS

tS

TS

a) Không có khoảng bảo vệ

22


b) Khoảng bảo vệ rỗng

c) Khoảng bảo vệ có tính cyclic prefix
Hình 1.15 Tín hiệu được chèn khoảng bảo vệ
Hình 1.15a cho thấy tín hiệu không có khoảng bảo vệ ∆G nên tín hiệu trễ từ symbol
i-1 lấn sang symbol i gây nên ISI.
Hình 1.15b, tín hiệu được chèn khoảng bảo vệ rỗng ∆G đủ lớn so với trải trễ hiệu
dụng τRMS của kênh truyền thì nhiễu ISI sẽ được loại bỏ. Tuy nhiên, khoảng bảo vệ

23


rỗng ∆G sẽ gây nên sự thay đổi đột ngột của tín hiệu sẽ làm bề rộng phổ của kênh
truyền tăng lên làm mất tính trực giao.
Hình 1.15c, tín hiệu được chèn khoảng bảo vệ ∆G có tính chất cyclic prefix nhằm
duy trì tính trực giao do bộ IFFT tạo ra. Nếu chiều dài µ được chèn vào symbol là
µ

ts
t
( s chính là khoảng thời gian lấy mẫu của tín hiệu thời gian liên tục x(t)),
N N

kênh truyền sẽ trải ra thêm µ mẫu. µ mẫu cuối của symbol xn [x n− µ , x n− µ +1 ,..., x n −1 ] sẽ
được

chèn

vào

phần

đầu

của

xn

để

tạo

thành

symbol

s n = [x n − µ , x n − µ +1 ,..., x n −1 , x0 , x1 ,..., x n −1 ], độ rộng khi này là:
Ts = t s + µ

ts
N

(1.10)

Symbol sn sẽ được đưa vào bộ D/A để tái tạo tín hiệu thời gian s(t).

Giả sử kênh truyền có đáp ứng xung c(t), tín hiệu tại phía thu sẽ là
r(t) = x(t)*c(t)

(1.11)

ký hiệu cn=[c1,c2,...,cµ] và rn=[r0,r1,...,rN+µ-1] là kết quả của phép chập giữa cn và sn.
Bộ loại bỏ khoảng bảo vệ (hình 1.13) ở phía thu sẽ loại bỏ µ mẫu đầu tiên bị ISI của
rn thu được symbol [~x0 , ~x1 ,..., ~x N −1 ] . Sau đó tín hiệu số rời rạc sẽ được đưa vào bộ
FFT để lấy lại chuỗi dữ liệu ban đầu.

1.3 Ước lượng kênh truyền cho hệ thống MIMO -OFDM
1.3.1 Giới thiệu
Kỹ thuật điều chế có thể được phân làm hai loại là điều chế vi sai (differential) và
điều chế kết hợp (coherent)[14]. Khi dùng kỹ thuật điều chế vi sai thì không cần phải
ước lượng kênh truyền vì khi đó thông tin sẽ được mã hóa sao không có sự khác
biệt nhau giữa hai ký tự liên tiếp. Đây là một kỹ thuật được dùng phổ biến trong các
hệ thống thông tin vô tuyến vì khi không yêu cầu ước lượng kênh truyền thì độ
phức tạp ở bộ thu sẽ giảm đi. Điều chế vi sai được dùng trong chuẩn DAB (Digital
Audio Broadcast) của Châu Âu. Nhược điểm của kỹ thuật này là nó sẽ làm gia tăng

24


nhiễu thêm 3dB và ta cũng không thể sử dụng những kỹ thuật điều chế chòm sao đa
biên độ một cách hiệu quả.
Ước lượng kênh truyền trong hệ thống có dây thì không phức tạp, kênh truyền được
ước lượng ngay tại thời điểm bắt đầu và kể từ thời gian đó kênh truyền là như nhau,
do vậy không cần phải ước lượng kênh truyền.
Có hai vấn đề chính trong việc thiết kế bộ ước lượng kênh truyền cho hệ thống vô
tuyến.

• Vấn đề thứ nhất: liên quan đến việc lựa chọn pilot thông tin sẽ được truyền
như thế nào. Ký tự pilot và ký tự dữ liệu có thể được truyền theo một số cách
khác nhau và mỗi cách sẽ cho một hiệu quả khác nhau.
• Vấn đề thứ hai: việc thiết kế bộ lọc nội suy với yêu cầu kèm theo là phải có
độ phức tạp thấp và hiệu suất tốt.
Hai vấn đề này có mối liên hệ với nhau. Do vậy, hiệu suất bộ nội suy phụ thuộc vào
việc pilot thông tin được truyền như thế nào.
1.3.2 Ước lượng kênh truyền
Trong MIMO-OFDM, các bộ phát tín hiệu OFDM được kết hợp với nhau thông qua
bộ mã hóa không gian thời gian. Bộ mã hóa này nhằm tạo ra các luồng bit khác
nhau cho các anten phát đồng thời tận dụng sự phân tập về không gian của các tín
hiệu phát qua các anten khác nhau để sửa lỗi đường truyền. Nguồn tín hiệu là một
luồng bit được điều chế ở băng tần cơ sở thông qua các phương pháp điều chế như
BPSK, QPSK, M-QAM. Tín hiệu dẫn đường (Pilot Symbols) được chèn vào nguồn
tín hiệu, sau đó được điều chế thành tín hiệu OFDM thông qua bộ biến đổi IFFT và
chèn chuỗi bảo vệ. Luồng tín hiệu số được chuyển thành luồng tín hiệu tương tự
qua bộ chuyển đổi số/ tương tự trước khi truyền trên kênh truyền vô tuyến qua anten
phát. Tín hiệu truyền qua kênh vô tuyến bị ảnh hưởng bởi nhiễu fading và nhiễu
trắng AWGN.

25