LÍ THUYẾT MIXER:
Mixer là một thiết bị chuyển đổi tần số, cho phép chuyển đổi tín hiệu giữa các tần số khác
nhau. Trong các hệ thống thông tin, tại phía thu, nhờ mixer như trong hình 1, tần số RF được
chuyển xuống tần số IF thấp hơn cho phép tăng tính chọn lọc (bộ lọc) và thiết kế các bộ khuếch
đại dễ dàng hơn.
Hình 1 – Vai trò của mixer ở máy phát và máy thu
Đặc tính phi tuyến của một thiết bị mixer là cơ sở để thực hiện chức năng trộn tần. Những
thiết bị này bao gồm FET, diode và các BJT.
Mixer thường được dùng để nhân các tín hiệu ở các tần số khác nhau để thực hiện chuyển
đổi tần số. Lí do thực hiện chuyển đổi tần số là do nếu thực hiện lọc trực tiếp với tần số trung
tâm ở tần số cao tần thì sẽ đòi hỏi các bộ lọc có hệ số phẩm chất rất cao và rất khó thực hiện
trong thực tế. Điều này sẽ được giải quyết nếu tần số sóng mang RF được đổi tần xuống trong
một hệ thống thông tin. Một hệ thống thường gặp đó là các máy thu đổi tần (máy thu
hetorodyne) được minh họa như trong hình 2:
Hình 2 – Hệ thống máy thu đổi tần
Tín hiệu RF sau khi được đưa qua khuếch đại tạp âm thấp, đưa vào mixer như là thành
phần tín hiệu đầu vào, nó sẽ được nhân với tín hiệu có tần số f
LO
từ bộ tạo dao động nội. Tín
hiệu thu được sau mixer chứa các thành phần tần số f
RF
± f
LO
sau khi qua lọc thông thấp được
thành phần f
RF
– f
LO
được gọi là thành phần tần số trung tần (IF).
Hai thành phần chính cấu tạo nên mixer là bộ kết hợp và bộ phát hiện. Bộ kết hợp sử dụng
các bộ ghép nối định hướng 90

0
hoặc 180
0
. Bộ phát hiện thường sử dụng một diode như một
thiết bị phi tuyến. Tuy nhiên, những cấu hình gồm hai hoặc bốn diode cũng có thể được sử
dụng. Bên cạnh diode, các phần tử phi tuyến khác như BJT, FET với hệ số tạp âm thấp và độ
khuếch đại chuyển đổi cao cũng được sử dụng.
Nguyên lí hoạt động cơ bản của Mixer
Để thực hiện chức năng nhân tần số, phải sử dụng các thiết bị phi tuyến. Hình 3 miêu tả
cách thức chuyển đổi tần số của một mixer với đầu vào là tín hiệu RFF V
RF
(t) và tín hiệu từ bộ
dao động nội V
LO
(t) được xem như tín hiệu bơm.
Hình 3 - Sơ đồ mixer, hai thành phần tần số đầu vào tạo các tần số mới ở đầu ra
Cả diode và BJT đều có đặc tính truyền đạt là phi tuyến dạng mũ, biểu diễn như sau:
/
0
( 1)
T
V V
I I e= −
Điện áp đầu vào được biểu diễn như tổng của tín hiệu RF
os( )
RF RF RF
v V c t
ω
=
và tín hiệu

LO
os( )
LO LO LO
v V c t
ω
=
và một điện áp phân cực V
Q
:
os( ) os( )
Q LO LO RF RF
V V V c t V c t
ω ω
= + +
Điện áp này đưa vào một thiết bị phi tuyến nên đặc tính dòng đầu ra có thể biểu diễn qua
chuỗi Taylor khai triển quanh điểm hoạt động Q:
2
2 2
2
1
( )
2
Q Q
Q V V Q
dI d I
I V I V V I VA V B
dV
d V
 
 

= + + + = + + +
 
 
 
 
Bỏ qua các thành phần phân cực V
Q
và I
Q
, thay biểu thức V vào I(V) thu được:
2 2 2 2
( ) { os( ) os( )} { os ( ) os ( )} 2 os( ) os(
)
RF RF LO LO RF RF LO LO RF LO RF LO
I V A V c t V c t B V c t V c t BV V c t c
t
ω ω ω ω ω ω
= + + + +
+
Có thể viết lại như sau:
( ) { os[( ) ] os[( ) ]}
RF LO RF LO RF LO
I V BV V c t c t
ω ω ω ω
= + + + −
Như vậy, có thể thấy rằng, đặc tính phi tuyến của diode hoặc transistor tạo các thành phần
tần số mới có dạng
RF LO
ω ω
±

. Các biên độ cũng được khuếch đại lên với B là một hệ số phụ
thuộc vào thiết bị.
Ở trên, chuỗi Taylor mới chỉ biểu diễn đến số hạng thứ 3, tức là sản phẩm xuyên nhiễu bậ
hai (V
2
B) các thành phần bậc cao hơn đã bị loại bỏ. Với diode hay BJT, các thành phần bậc cao
này ảnh hưởng rõ đến hiệu năng của mixer.
Xem xét trong miền tần số:
Giả thiết rằng tần số trung tâm RF có hai thành phần tần số khác cách
RF
ω
một khoảng
W
ω
. Thành phần LO chỉ có một thành phần tần số tại
LO
ω
. Sau khi thực hiện trộn tần, biểu diễn phổ
gồm cả các thành phần được nâng tần và hạ tần như trong hình 4.
Thông thường, quá trình đổi tần lên xảy ra ở phía phát và quá trình hạ tần thực hiện ở phía
thu. Một số khái niệm thường được sử dụng như:
- Dải tần dưới (Lower sideband):
RF LO
ω ω
−
- Dải tàn trên (Upper sideband):
RF LO
ω ω
+
- Hai dải tần (DSB): (

RF LO
ω ω
−
,
RF LO
ω ω
+
)
Hình 4-Các thành phần sau khi đổi tần lên và đổi tần xuống
Một vấn đề phải xem xét đó là việc xuất hiện tần số ảnh trong cùng dải tần được đổi tần
xuống. Giả thiết một tín hiệu RF được đổi tần xuống với một tần số LO cho trước. Bên cạnh tín
hiệu mong muốn, chúng ta có một thành phần tần số đối xứng với thành phần RF qua tần số IF.
Thành phần RF được đổi tần như sau:
RF LO IF
ω ω ω
− =
Tuy nhiên, thành phần tần số ảnh cũng được chuyển đổi như sau:
( )
IM LO LO IF LO IF
ω ω ω ω ω ω
− = − − = −
Do vậy, cả hai phổ tần đều bị dịch đến cùng một vị trí tần số. Để tránh hiện tượng này cần
có một bộ lọc loại tần số ảnh đặt trước mixer.
Hình 5 – Vấn đề tần số ảnh
Một số đặc tính quan trọng của Mixer
- Conversion loss: Tỉ số giữa mức tín hiệu đầu ra mong muốn so với mức tín hiệu đầu
vào (thường tính bằng dB) ứng với một mức công suất đầu vào LO.
- High-side injection: khi tần số LO cao hơn so với tần số RF.
- Low-side injection khi tần số LO thấp hơn so với tần số vào RF.
- Hệ số tạp âm (Noise Figure): Tỉ số cường độ tín hiệu trên nhiễu đầu vào chia đầu ra

đo tại 290K.
- Điểm nén 1dB: Đối với các mức tín hiệu đầu vào nhỏ, cường độ đầu ra tăng tuyến tính
theo cường độ tín hiệu đầu vào. Khi cường độ tín hiệu đầu vào tiếp tục tăng, conversion loss
của mixer sẽ bắt đầu tăng. Điểm nén 1dB là mức cường độ tín hiệu đầu vào mà ở đó
conversion loss được tăng lên 1dB. Mixer cần được dự trữ từ mức điểm nén 1dB này để bảo
đảm tránh nguy cơ xuất hiện thêm các thành phần đầu ra không mong muốn
- Điểm chặn bậc 3 (Third Order Intercept Point). Đây là một tham số chất lượng để
đánh giá tính tuyến tính của mixer. Nó được đo bằng cách đưa hai thành phần thử (tone) gần
nhau tại các tần số F
1
và F
2
vào đầu vào mixer
.
Các sản phẩm xuyên nhiễu bậc 3 từ các tone này
với thành phần tần số F
LO
tại các tần số (2F1± F2)± FLO và (2F2± F1)± FLO. Trong trường hợp
bộ đổi tần xuống, các sản phẩm xuyên nhiễu bậc ba đáng chú ý là (2F1-F2)- FLO và (2F2-F1)-
FLO do các thành phần này nằm gần với dải trung tần.
Hình 6 - Đo điểm chặn bậc 3
Bản chất của điểm chặn bậc 3 là một điểm tưởng tượng, tại đó các thành phần xuyên nhiễu bậc
3 trở nên đủ lớn so sánh với các sản phẩm đổi tần xuống mong muốn. Mức các thành phần bậc
3 tăng gấp 3 lần so với mức tăng của mức tín hiệu đầu vào và mức các thành phần cơ bản đầu
ra. Cường độ đầu ra tại điểm chặn bậc ba (TOI
out
) được tính toán như sau: (theo đơn vị dB)
- Tính tuyến tính: Tính tuyến tính của một mixer là khả năng kiểm soát mức tín hiệu của
nó. Một mixer có độ tuyến tính cao đồng nghĩa nó có TOI cao.
- Tần số ảnh: Với các mixer có FLO > FRF thành phần này là FLO + FIF, với các mixer

có FLO < FRF, thành phần này là FLO - FIF. Với các mixer đổi tần xuống, thành phần tần số
ảnh vào mixer sẽ được đổi tần xuống và trùng vào thành phần tần số IF. Với các mixer đổi tần
lên, thành phần này là một dải tần không mong muốn nếu không được lọc thích hợp thường ở
cùng mức năng lượng với tín hiệu mong muốn.
- Interport isolation (cách ly các cổng bên trong) là mức độ xuyên nhiễu giữa các cổng
LO, IF, RF của mixer. Giá trị này tính theo dB, là sự suy giảm tín hiệu của một cổng tại đầu vào
hoặc đầu ra cổng khác. Yếu tố quan trọng nhất của các cách ly này là sự suy giảm tín hiệu LO
tại các cổng IF và RF, xuyên nhiễu LO là khó khăn chính trong việc thiết kế bộ phát và thu của
hệ thống, và cách ly RF-LO ít được quan tâm bởi vì tín hiệu RF có các mức đầu vào thấp.
Thường thì cách ly LO-IF sẽ nằm trong dải từ 0 đến 50dB, phụ thuộc vào cấu trúc mạch và cơ
chế lọc ở các cổng.
Thiết kế mixer một đầu ra (Single-ended Mixer)
Đây là loại mixer đơn giản nhất nhưng hiệu quả không cao. Một ví dụ được minh họa
trong hình 7
Hình 7-Hai loại mixer một đầu ra
Các nguồn tín hiệu RF và LO được đưa vào một diode được phân cực bằng một mạch
cộng hưởng được điều chỉnh đến tần số IF mong muốn.
Một số tham số quan trọng cần lưu ý trong quá trình thiết kế là:
- Tổn hao chuyển đổi (Conversion Loss) hoặc khuếch đại chuyển đổi giữa công
suất tín hiệu RF và IF.
- Hệ số tạp âm
- Cách li giữa các cổng LO và RF
- Tính phi tuyến
Do các tín hiệu LO và RF không được phân cách về điện, nên có khả năng tín hiệu LO có
thể gây nhiễu với sự thu nhận tín hiệu RF. Để đặc trưng cho điều này, người ta đưa ra khái niệm
Conversion loss (CL) của một mixer (được tính bằng dB) là tỉ số giữa công suất cung cấp đầu
vào chia cho công suất đầu ra IF nhận được:
10log
RF
IF

P
CL
P
 
=
 
 
Giá trị Conversion gain là nghịch đảo của giá trị CL.
Bên cạnh, hệ số tạp âm của một mixer thường được định nghĩa tổng quát như sau:

F=
nout
n in
P
CGP
P
nout
và P
n in
là công suất tạp âm tại đầu ra do tín hiệu đầu vào RF (tại RF) và tổng công suất
tạp âm tại đầu ra (tại IF).
Tính không tuyến tính thường được định lượng dựa vào sự nén chuyển đổi hoặc xuyên
nhiễu. Nén chuyển đổi liên quan đến công suất đầu ra IF chỉ tỉ lệ tuyến tính với công suất đầu
vào RF đến một điểm xác định nào đó rồi giảm dần. Điểm mà sự suy giảm đạt 1dB so với mức
tuyến tính là một tham số quan tâm của mixer. Xuyên nhiễu liên quan đến ảnh hưởng của thành
phần tần số thứ hai trong tín hiệu RF đầu vào. Để đánh giá ảnh hưởng này, hai tín hiệu thử
(tone) được sử dụng. Nếu f
RF
là tín hiệu mong muốn và f
2

là thành phần tín hiệu thứ hai, quá
trình trộn tần tạo ra một thành phần tần số tại 2f
2
-f
RF
±
f
LO
trong đó dấu
±
biểu diễn đổi tần lên
hoặc xuống. Ảnh hưởng của thành phần xuyên nhiễu này được biểu diễn trong cùng hình vẽ
biểu diễn nén chuyển đổi.
Hình 8 – Biểu diễn điểm nén 1dB và điểm chặn bậc 3
Điểm chặn (cắt) giữa đáp ứng đầu ra tuyến tính và đáp ứng thành phần xuyên nhiễu bậc 3
không mong muôn gọi là điểm chặn bậc ba là một tham số chất lượng chung, chỉ ra khả năng
của một mixer để triệt tiêu ảnh hưởng này.
Một số tham số khác cũng có thể được xem xét như sự cách li giữa các cửa RF và IF và dải
động (dải biên độ mà không có sự suy giảm về hiệu năng).
Việc thiết kế mixer theo cách này dựa trên sơ đồ tổng quát như hình 9. Các tín hiệu RF và
LO được cấp ở đầu vào của một transistor hoặc một diode được phân cực. Các kĩ thuật phối hợp
trở kháng ở đầu vào và đầu ra được thực hiện.
Hình 9– Sơ đồ tổng quát thiết kế một mixer một đầu ra
THIẾT KẾ BJT MIXER MỘT ĐẦU RA VỚI TẦN SỐ RF 1575.42 MHz:
Mô hình sử dụng là BJT Motorola MMBR941. Đây là BJT có hệ số tạp âm thấp, được sử
dụng ở dải tần rộng và tần số cao: có thể lên tới 3GHz.
Tính toán phân cực cho transistor:
V
C
và I

C
đã được xác định, chỉ cần tính toán dòng I
B
.
V
CC
= 1V, I
CE
= 500uA và I
BB
thay đổi từ 1uA đến 10uA.
VBE
VCE
¥
I_Probe
ICC
I_DC
base_current
Idc=IBB
Term
Term2
Z=50 Ohm
Num=2
Term
Term1
Z=50 Ohm
Num=1
V_DC
VCC
Vdc=1.0 V

DC_Block
DC_Block1
pb_mot_MMBR941_19961020
Q1
DC_Feed
DC_Feed2
DC_Block
DC_Block2
DC_ Feed
DC_ Feed1
SIMULATIONS VARIABLES
VAR
VAR1
IBB=0
Eqn
Var
DC
DC1
Step=0.5 uA
Stop=10 uA
Start=1 uA
SweepVar="IBB"
DC
ICE , VBE-IBB, VCC=1V
IBB
1.000E-6
1.500E-6
2.000E-6
2.500E-6
3.000E-6

3.500E-6
4.000E-6
4.500E-6
5.000E-6
5.500E-6
6.000E-6
6.500E-6
7.000E-6
7.500E-6
8.000E-6
8.500E-6
9.000E-6
9.500E-6
1.000E-5
BiasPoint ICC.i
102.7 uA
154.5 uA
206.3 uA
257.9 uA
309.4 uA
360.8 uA
412.2 uA
463.4 uA
514.6 uA
565.7 uA
616.8 uA
667.8 uA
718.8 uA
769.6 uA
820.5 uA

871.3 uA
922.0 uA
972.7 uA
1.023 mA
BiasPoint VBE
665.5 mV
676.2 mV
683.8 mV
689.6 mV
694.4 mV
698.5 mV
702.0 mV
705.1 mV
707.9 mV
710.4 mV
712.7 mV
714.8 mV
716.7 mV
718.6 mV
720.3 mV
721.9 mV
723.4 mV
724.8 mV
726.2 mV
Rb
84529.635
49209.429
33115.916
24143.233
18520.552

14716.285
11998.583
9976.677
8424.296
7202.032
6219.680
5416.501
4750.222
4190.598
3715.466
3308.250
2956.328
2649.938
2381.418
Rc
2410.638
1602.222
1200.472
960.191
800.304
686.232
600.741
534.280
481.125
437.642
401.408
370.749
344.468
321.690
301.756

284.165
268.526
254.531
241.933
Eqn
Rb= (0.75-VBE)/IBB
Eqn
Rc=(0.25)/(ICC.i+IBB)
Kết quả: I
BB
= 5uA, I
CC
= 500 uA và R
b
= 8424.296 Ohm, R
c
= 481.125 Ohm chọn giá trị
gần nhất thì R
b
= 8.4kOhm, R
c
= 480 Ohm.
Kết quả ứng với các giá trị điện trở trên:
freq
0.0000 Hz
ICC.i
518.7 uA
VBE
708.3 mV
VCE

751.0 mV
Khảo sát đặc tính làm việc của transistor ở chế độ tín hiệu lớn
Vout
VCE
VCCVolts
P_1Tone
PORT1
Freq=1575.42 MHz
P=dbmtow(PwrIn)
Z=50 Ohm
Num=1
Term
Term2
Z=50 Ohm
Num=2
R
Rb
R=8200 Ohm
R
Rc
R=470 Ohm
V_DC
VCC
Vdc=1.0 V
DC_Block
DC_Block2
DC_Block
DC_Block1
DC_Feed
DC_Feed1

pb_mot_MMBR941_19961020
Q1
Có hai cách để khảo sát đặc tính phi tuyến của transistor
• Cách thứ nhất sử dụng Harmonic Balance thực hiện tăng công suất tín hiệu đầu vào
(dBm) từ thấp (chế độ tín hiệu nhỏ) cho đến khi đạt đến trạng thái bão hòa để xác định
điểm nén 1dB. Công suất tín hiệu đầu ra được tính toán như sau: PwrOut =
dBm(HB.Vout[1]) với HB.Vout[1] là thành phần tần số cơ bản (1575.42 MHz). Độ
khuếch đại đầu ra được tính như sau: Gain=Compression.HB2.HB.PwrOut-
Compression.HB2.HB2.HB.PwrIn.
m1
PwrIn=
Gain=0.794
-45.000
m2
PwrIn=
Gain=-0.306
-20.000
-40 -35 -30 -25 -20-45 -15
-1.5
-1.0
-0.5
0.0
0.5
-2.0
1.0
PwrIn
Gain
Readout
m1
-20.000

-0.306
m2
m1
PwrIn=
Gain=0.794
-45.000
m2
PwrIn=
Gain=-0.306
-20.000
m3
PwrIn=
linear=-19.209
-20.000
m4
PwrIn=
Compression HB.PwrOut=-20.306
-20.000
-40 -35 -30 -25 -20-45 -15
-40
-35
-30
-25
-20
-15
-45
-10
PwrIn
linear
Readout

m3
Compression HB.PwrOut
Readout
m4
PwrOut v.s PwrIn
m3
PwrIn=
linear=-19.209
-20.000
m4
PwrIn=
Compression HB.PwrOut=-20.306
-20.000
• Cách thứ 2 sử dụng khối mô phỏng Gain Compression trong ADS tính trực tiếp công
suất ra và công suất vào tương ứng (dBm) tại điểm nén 1dB.
Compression inpwr[1]
-20.475
Compression outpwr[1]
-20.678
Thực hiện phối hợp trở kháng:
Mục tiêu là mạng đầu vào sẽ được phối hợp với thiết bị có trở kháng 50
Ω
tại tần số RF và
biểu diễn ngắn mạch đối với tần số IF (để ngăn tạp âm từ đầu vào được khuếch đại và ảnh
hưởng đến tín hiệu IF ở đầu ra). Tương tự như vậy, mạng đầu ra phối hợp với trở kháng tải 50
Ω
tại tần số IF và biểu diễn ngăn mạch tại tần số RF. Sơ đồ được mô tả như trong hình sau:
Để thực hiện phối hợp trở kháng trước hết tính toán các tham số S11 và S22 của mạch
mixer thô (chưa thực hiện phối hợp trở kháng).
Bước đầu tiên là tính toán trở kháng vào tại phía RF khi đầu ra được kết cuối ngắn mạch;

đồng thời cũng cần tính toán trở kháng ra tại phía IF khi đầu vào được kết cuối ngắn mạch. Ở
đây, sử dụng các phần tử của ADS ZIP_Eqn để thực hiện điều này. Tại đầu vào, ZIN được thiết
kế trở thành ngắn mạch tại tần số IF và hở mạch tại tần số RF. Điều này bảo đảm kết cuối ngắn
mạch đầu vào khi tính S22 và bảo đảm S11 không bị ảnh hưởng tại tần số RF. Tại đầu ra,
ZOUT được thiết kế trở thành ngắn mạch tại tần số RF và hở mạch tại tần số IF để tính toán
S11.
Ở đây, với thiết kế Single End BJT Mixer, tín hiệu RF và LO cùng được đưa vào cực B
của transistor; mặt khác tần số LO và tần số RF gần nhau nên để cách li tín hiệu LO khỏi thành
phần RF, ta sử dụng một tụ C
LO
có trị số nhỏ. (C
LO
= 0.2pF).
Tổn hao ngược tại tần số RF lúc này là : //tính lại ở tần số 1.575
20log 20log(0.981) 0.17d
RF
RF LO f
RL B= − Γ = − ≈
Trong đó,
1
1
RF
LO
LO f
LO
Z
Z
−
Γ =
+

với
LO
LO LO C
Z R Z= +
.
Tổn hao chèn khi có thêm tụ C
LO
là:
( )
2
10log 1 14.5
LO
RF LO f
IL dB= − − Γ ≈ −
Điều này có nghĩa là nếu nguồn tại LO có công suất là -20dBm thì công suất thực đưa vào
transistor chỉ là -34.5dBm; lượng công suất tương đối lớn này ở LO dẫn đến việc phải điều
chỉnh công suất cung cấp bởi bộ tạo dao động nội.
Mạch tính toán trở kháng đầu vào và đầu ra (chưa phối hợp)
Vce Vce
Vce
Vce
Vce
Vout
Vbe
VARIABLES
SIMULATIONS
S_Param
SP1
Step=1527.68 MHz
Stop=1575.42 MHz

Start=47.74 MHz
S-PARAMETERS
R
RL
R=4700 Ohm
DC_Block
BlkL1
DC_Feed
FdIbe
DC_Block
DC_Block1
DC_Block
BlkL
Term
Term1
Z=50 Ohm
Num=1
Z1P_Eqn
ZOUT
Z[1,1]=ZrfZ1P_Eqn
ZIN
Z[1,1]=Zif
R
LOsrc
R=50 Ohm
C
C_LO
C=0.5 pF
Term
Term2

Z=50 Ohm
Num=2
V_DC
VCC
Vdc=1.0 V
DC_Feed
FdIce
R
Rc
R=470 Ohm
R
Rb
R=8.2 kOhm
pb_mot_MMBR941_19961020
Q1
VAR
VAR8
Zif=if freq<100MHz then 0.001 else 1e99 endif
Zrf=if freq>100MHz then 0.001 else 1e99 endif
Eqn
Var
Normalized input impedance to match at RF. Normalized output impedance to match at IF.
m1
freq=
RFIFmatch1 S(1,1)=0.662 / -131.438
impedance = Z0 * (0.243 - j0.429)
1.575GHz
freq (47.74MHz to 1.575GHz)
RFIFmatch1 S(1,1)
Readout

m1
m1
freq=
RFIFmatch1 S(1,1)=0.662 / -131.438
impedance = Z0 * (0.243 - j0.429)
1.575GHz
m2
freq=
RFIFmatch1 S(2,2)=0.975 / -1.472
impedance = Z0 * (38.912 - j40.208)
47.74MHz
freq (47.74MHz to 1.575GHz)
RFIFmatch1 S(2,2)
Readout
m2
m2
freq=
RFIFmatch1 S(2,2)=0.975 / -1.472
impedance = Z0 * (38.912 - j40.208)
47.74MHz
Kết quả trở kháng đầu vào RF là (12.15-j21.45)
Ω
và trở kháng đầu ra IF là (1945.6-
j2010.4)
Ω
- Phối hợp trở kháng ở đầu vào RF:
Crf=105 pF.
Lrf=2.83 nH.
- Phối hợp trở kháng ở đầu ra IF:
Thực hiện tương tự như trên ta được:

C
IF
= 7.48pF
L
IF
= 1.35 uH= 1350 nH.
Thay thế L song song bằng một mạch LC song song tương đương. Giá trị của tụ điện đủ
lớn để bảo đảm ngắn mạch với tín hiệu RF. Chọn L = 200 nH và C = 47 pF. Khi đó, trở kháng
tương đương của mạch LC bằng với trở kháng của L
IF
. Cuối cùng ta được sơ đồ như sau:
Vout
C
CsIF
C=7.84 pF
C
CpIF
C=47 pF
L
Lif
R=
L=200 nH
L
Lrf
R=
L=2.83 nH
C
Crf
C=105 pF
DC_Block

BlkL1
V_DC
VCC
Vdc=1.0 V
R
Rc
R=470 Ohm
P_1Tone
PORT1
Freq=Flo MHz
P=dbmtow(LOPwr)
Z=50 Ohm
Num=1
C
C_LO
C=0.5 pF
P_1Tone
PORT2
Freq=Frf MHz
P=dbmtow(-50)
Z=50 Ohm
Num=2
DC_Block
BlkL2
R
Rb
R=8.2 kOhm
I_Probe
ICC
R

RL
R=4700 Ohm
pb_mot_MMBR941_19961020
Q1
Term
Term3
Z=50 Ohm
Num=3
Sơ đồ Mixer đã phối hợp trở kháng
CÁC KẾT QUẢ MÔ PHỎNG:
• Phổ tần tín hiệu đầu ra của mixer:
2 4 6 8 100 12
-150
-100
-50
-200
0
freq, GHz
IF_spectrum
Readout
m1
m1
freq=
IF_spectrum=-38.817
47.74MHz
• Conversion Gain:
Khi giữ cố định P
RF
= -50 dBm, với P
LO

=-10dBm, ta thu được G=11.104 dB.
Eqn
ConvGain=P_IF+50
m1
LOPwr=
ConvGain=11.104
-10.000
-18 -16 -14 -12 -10 -8 -6-20 -4
4
6
8
10
12
2
14
LOPwr
ConvGain
Readout
m1
m1
LOPwr=
ConvGain=11.104
-10.000
• Điểm nén 1dB:
Giữ cố định P
LO
= -10dBm, thay đổi giá trị P
RF
và tìm giá trị cường độ tín hiệu đầu vào mà
độ khuếch đại giảm 1dB. Ta được tại điểm nén 1dB, giá trị cường độ tín hiệu đầu vào khoảng

P
RF

≈
-24 dBm.
Eqn
Gain=HB.P_IF-HB1.HB1.HB.RFPwr
inpwr[1]
-24.632
outpwr[1]
-14.525
Eqn
Line1=MixCompr.HB1.HB1.HB.RFPwr+Gain[1]
-45 -40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 -5-50 0
-10
-5
0
5
10
-15
15
RFPwr
Gain
Readout
m1
-26.000
10.395
m2
m1
RFPwr=

Gain=11.104
-50.000
m2
RFPwr=
Gain=9.922
-24.000
-45 -40 -35 -30 -25-50 -20
-30
-20
-10
0
-40
10
RFPwr
HB.P_IF
Readout
m1
Line1
Readout
m2
m1
RFPwr=
HB.P_IF=-14.078
-24.000
m2
RFPwr=
Line1=-12.897
-24.000
• Điểm chặn bậc 3 (Third order Intercept point)
Để xác định IIP3 và OIP3, ta thiết lập sơ đồ mô phỏng sau:

Vin
Vout
Vbe
Vce
Vce
Vce
P _nTone
P OR T3
P [2]=dbmtow(R F Pwr)
P [1]=dbmtow(R F Pwr)
F req[2]=F rf-fspacing/2
F req[1]=F rf+fspacing/2
Z=50 Ohm
N um=1
IP 3out
ipo1
IP 3input=IP3output-C onvGain
C onvGain=P ifTone-R F P wr
P ifTone=dBm(mix(Vout,{-1,1,0}))
IP 3output=ip3_out(Vout,{-1,1,0},{-1,2,-1},50)
P
0
P
in
IP 3out
H armonicBalance
H B1
U seKrylov=yes
Order[3]=3
Order[2]=3

Order[1]=7
F req[3]=F rf-fspacing /2
F req[2]=F rf+fspacing /2
F req[1]=F lo
M axOrder=4
HA RM ONIC B A L A NC E
VAR
fspacing
Fif=Frf- Flo
Flo =1527.68 MH z
Frf=1575.42 MHz
R FPwr=-50
fspacing=0.1 MH z
LO Pw r=-10
Eqn
Var
P_ 1Tone
PO R T1
Freq=F lo
P=dbmtow(LOPw r)
Z=50 O hm
Num=2
Te rm
Te rm3
Z=50 Ohm
N um=3
C
C sIF
C =7 .84 pF
D C _ Bloc k

BlkL 2
R
R b
R =8.2 k Ohm
C
C _L O
C =0 .5 pF
I_ Probe
IC C
D C _ Block
BlkL 1
V_ D C
VC C
Vdc =1.0 V
R
R c
R =470 O hm
pb_ mot_MMBR 941_ 19961020
Q1
C
C r f
C =105 pF
L
L1
R =
L=2.83 nH
R
R L
R =4700 Ohm
L

Lif
R =
L=200 nH
C
C pIF
C =47 pF
Trong đó, sử dụng hai tín hiệu (tones) ở đầu vào với các tần số lần lượt là f1=f
RF
+ f
spacing
và
f
2
= f
RF
– f
spacing
, với f
spacing
= 100 kHz.
Kết quả phổ thu được ở đầu ra:
1 2 3 4 5 6 7 8 9 100 11
-250
-200
-150
-100
-50
-300
0
freq, GHz

Spectrum
Readout
m1
m1
freq=
Spectrum=-38.927
47.79MHz
Có hai cách để xác định IIP3 và OIP3:
- Cách 1: Sử dụng trực tiếp khối có sẵn IP3out trong ADS, ta thu được kết quả như sau
(đơn vị dBm)
freq
<invalid>Hz
IP3output
-1.378
IP3input
-12.451
- Cách 2: Dựa trên phổ đầu ra, ta xác định hai thành phần gần với tần số trung tần và áp
dụng công thức tinh OIP3, ta thu được kết quả như sau:
m1
freq=
Spectrum=-38.927
47.79MHz
m2
freq=
Spectrum=-114.025
47.89MHz
47.1
47.2
47.3
47.4

47.5
47.6
47.7
47.8
47.9
48.0
48.1
48.2
48.3
48.4
48.5
48.6
48.7
48.8
48.9
49.0
49.1
49.2
49.3
49.4
49.5
49.6
49.7
49.8
49.9
47.0
50.0
-250
-200
-150

-100
-50
-300
0
freq, MHz
Spectrum
Readout
m1
Readout
m2
m1
freq=
Spectrum=-38.927
47.79MHz
m2
freq=
Spectrum=-114.025
47.89MHz
Eqn
TOI=1.5*m1-0.5*m2
freq
<invalid>Hz
TOI
-1.378
Như vậy, ta thấy kết quả thu được theo hai cách là như nhau.
• Hệ số tạp âm (Noise figure-NF)
Để tính toán NF, ta sử dụng khối mô phỏng Harmonic Balance Simulation trong ADS,
thực hiện phân tích tạp âm không tuyến tính, thiết lập nhiệt độ dựa trên khối điều khiển
Options, nhiệt độ được thiết lập là 16.85
0

C
≈
290
0
K-nhiệt độ chuẩn cho đo đạc hệ số tạp âm
được định nghĩa bởi IEEE. Những thông số thiết lập ở Noise [1] tab là:
- Sweep Type : Point. Phân tích spot noise.
- Input frequency = RF frequency.
- Frequency: Đây là tần số mà nhiễu được tính toán (tần số IF ở port 2: IF frequency =
(RF frequency) – (LO frequency)).
Phần mềm sẽ tính toán hệ số tạp âm và nhiệt độ tạp âm tương đương tại đầu ra (tần số IF)
của mạch.
Vout
Vbe
Vce
Vce
Vce
VARIABLES
SIMULATIONS
Term
Term3
Z=50 Ohm
N um=2
P_ 1Tone
PO R T1
Freq=Flo MH z
P=dbmtow(LOPw r)
Z=50 Ohm
N um=3
P_ 1Tone

POR T2
Freq=F rf MHz
P=dbmtow (R FPwr)
Z=50 O hm
Num=1
H armonic Balance
H B1
Other=OutVar="R FPwr"
Step=
Stop=
Start=
SweepVar=
U s eKry lov=y es
N ois eO utputPort=2
N ois eInputPort=1
FreqForN oise=Fif MH z
N L N oiseMode=y es
Order[2]=3
Order[1]=7
Freq[2]=Frf MH z
Freq[1]=Flo MHz
Max O rder=4
HARMONIC BA LANCE
Options
Options1
MaxWarnings=10
GiveAllWarnings=yes
I_AbsTol=
I_RelTol=1e-6
V_AbsTol=

V_R elTol=1e-6
TopologyCheck=yes
Temp=16.85
OP TIONS
R
R L
R =1500 Ohm
VAR
VAR 1
Fif=Frf-Flo
Flo=1527.68
Frf=1575.42
R FP wr=-50
LOPwr=-10
Eqn
Var
DC _ Bloc k
BlkL2
R
R b
R =8.2 kOhm
C
C _ LO
C =0.5 pF
I_Probe
IC C
DC _ Bloc k
BlkL 1
V_D C
VC C

Vdc=1.0 V
R
R c
R =470 O hm
pb_ mot_ MMBR 941_ 19961020
Q1
C
C r f
C =105 pF
L
L1
R=
L=2.83 nH
L
Lif
R =
L=200 nH
C
C pIF
C =47 pF
C
C sIF
C =7.84 pF
HarmonicBalance
HB1
Other=OutVar="RFPwr"
Step=
Stop=
Start=
SweepVar=

UseKrylov=yes
NoiseOutputPort=2
NoiseInputPort=1
FreqForNoise=Fif MHz
NLNoiseMode=yes
Order[2]=3
Order[1]=7
Freq[2]=Frf MHz
Freq[1]=Flo MHz
MaxOrder=4
HARMONIC BALANCE
Options
Options1
MaxWarnings=10
GiveAllWarnings=yes
I_AbsTol=
I_RelTol=1e-6
V_AbsTol=
V_RelTol=1e-6
TopologyCheck=yes
Temp=16.85
OPTIONS
Kết quả ta thu được hệ số tạp âm là NF= 8.161 dB.
noisefreq
47.74 MHz
nf(2)
8.161
te(2)
1608.768