ĐẠI HỌC QUỐC GIA THÀNH PHỐ HỒ CHÍ MINH
TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA




BÁO CÁO ĐỒ ÁN MÔN HỌC





ĐỀ TÀI:



TÍNH TOÁN THIẾT KẾ MẠCH KÍCH MOSFET/IGBT

TP. HCM tháng 6 năm 2008

MỤC LỤC

Lời nói đầu 3

Phần I: Tính giá trị tụ bootstrap 4
I.1 Sơ đồ nguyên lý mạch sử dụng tụ bootstrap 4
I.2 Tính giá trị tụ bootstrap 4
I.3 Một số lưu ý 5

Phần II: Quá trình kích đóng IGBT 6
II.1 Giới thiệu quá trình kích đóng 6
II.2 Phân tích quá trình kích đóng 7

Phần III: Quá trình kích ngắt IGBT 9

Phần IV: Tính giá trị điện trở kích 10
IV.1 Điện trở tới hạn 10

IV.2 Điện trở kích đóng 11
IV.3 Điện trở kích ngắt 12

Phần V: Thiết kế mạch kích IGBT dùng IC Driver IR2114 13
V.1 Sơ đồ khối 13
V.2 Sơ đồ nguyên lý 14
V.3 Mạch in 15
V.4 Kết quả thử nghiệm và đánh giá 17


Tài liệu tham khảo 20
Lời nói đầu.

Ngày nay, với sự tiến bộ của khoa học trong chế tạo linh kiện. MOSFET và IGBT
công suất đã khẳng định vị trí dẫn đầu trong ngành bán dẫn công suất. Và được ứng dụng
rộng rãi trong các ứng dụng liên quan đến đóng ngắt và khuyếch đại công suất.
Một trong những yếu tố giúp MOSFET và IGBT được sử dụng nhiều là nhờ khả
năng kích đóng và kích ngắt ở tần số cao khá dễ so với các linh kiện khác như BJT,
TRIAC, GTO…
Trên thị trường, có rất nhiều linh kiện hoặc module hoàn chỉnh dùng để kích
MOSFET và IGBT. Trong đó có dòng Driver SKHI, được biết đến như một chuẩn công
nghiệp và được sử dụng rộng rãi. IC SKHI sử dụng kỹ thuật bootstrap, là một phương
pháp cấp nguồn cho mạch kích khá đơn giản và rất kinh tế.
Nhắm đến mục tiêu làm chủ phương pháp kích IGBT và áp dụng thực hiện mạch
thay thế IC SKHI, tài liệu này sẽ đề cập đến các vấn đề sau:
Giới thiệu mạch cấp nguồn kiểu bootstrap và cách tính toán giá trị tụ bootstrap.
Giới thiệu và phân tích quá trình đóng ngắt của MOSFET và IGBT
Cách tính điện trở kích đóng và điện trở kích ngắt



I. TÍNH GIÁ TRỊ TỤ BOOTSTRAP

1. Sơ đồ nguyên lý mạch sử dụng tụ
bootstrap




Hình 1: Mạch bootstrap
Như chúng ta đã biết, việc cấp nguồn cho
mạch kích khóa tầng dưới như bình
thường vì điểm 0V của nguồn trùng với
cực S của khóa (MOSFET).
Tuy nhiên, vấn đề khó khăn hơn khi cấp
nguồn mạch kích khóa tần trên, bởi vì
điện áp cực S của MOSFET tầng trên
không cố định mà thay đổi liên tục từ giá
trị -V
DC
đến +V
DC
.
Giải quyết vấn đề này có 2 cách. Một là
tạo nguồn riêng (cách ly) cho mạch kích
tầng trên; hai là sử dụng kỹ thuật
bootstrap. Phần sau đây giới thiệu và xác
định linh kiện trong phương pháp
bootstrap.

Mạch kích tầng cao được cấp nguồn V

BS

bởi tụ bootstrapb - C
BS
. Theo sơ đồ trên,
có 5 phần tử ảnh hưởng đến hoạt động của
tụ C
BS
. Trong mỗi phần tử đó, ta chú ý
đến các thông số chính sau:
1. Điện trở R
boot
: thường lấy giá trị
bằng không.
2. Diode D
boot
: điện áp thuận V
F
, dòng
rò I
lk-d
và năng lượng hồi phục Q
rr
.
3. Tụ bootstrap C
BS
: giá trị C
BS
cần
tính và dòng rò qua tụ I

lk-c

4. Mạch kích trong IC: dòng tĩnh I
qbs

và năng lượng cần nạp để chuyển từ
mức áp thấp lên mức áp cao Q
ls

5. Khóa tầng cao: gồm năng lượng nạp
cổng Q
g
và dòng rò qua G-S: I
lk-GS

6. Khóa tầng thấp: sụt áp V
CE-on


2. Tính giá trị tụ bootstrap

Năng lượng tối thiểu của tụ C
BS
để
cung cấp cho mạch.

Q
BSmin
= (Q
rr

+ I
lk-d
.t
Hon
) + (I
lk-c
.t
Hon
) +
(Q
ls
+ I
qbs
.t
Hon
)+(Q
g
+ I
lk-gs
.t
Hon
)


Trong đó: t
Hon
là thời gian tối đa khóa
trên đóng.

sw

swHon
f
Tt
1



Tuy nhiên, ta có thể tính gần đúng
bằng cách bỏ qua các đại lượng ít ảnh
hưởng đến kết quả tính. Và gấp đôi Qg
để đảm bảo năng lượng cho bất kỳ
khóa nào. Khi đó, công thức tính được
rút gọn là:

Q
BSmin
= (Q
ls
+ I
qbs
.t
Hon
) + 2Q
g


Khi tụ cấp năng lượng cho các phần tử
nói trên, thì điện áp trên tụ sẽ sụt dần.
ta gọi Vmin là điện áp trên tụ (V
BS

) tối
thiểu để mạch hoạt động. khi đó, độ
thay đổi điện áp trên tụ trong lúc khóa
tầng cao đóng là:

ΔV
BS
= V
CC
– V
F
– V
min
– V
CE-on


Như vậy, để đảm bảo tụ hoạt động ổn
định, giá trị nạp cho tụ phải được gấp
đôi giá trị trên. Điện dung tối thiểu của
tụ bootstrap được tính:

onCEFCC
gHonqbsls
BS
BS
BS
BS
VVVV
QtIQ

C
V
Q
C






min
min
min
min
]2.[2
2


Theo khuyến cáo của các hãng, giá trị
tụ bootstrap nên lấy gấp 15 lần giá trị
tối thiểu trên.

min
15
BSBS
CC 



3. Một số điểm lưu ý:

1. Tụ bootstrap phải có điện trở nội
(ESR) thấp để hạn chế dòng rò,
ta nên dùng tụ Tanlalum hoặc
mắc song song nhiều tụ gốm.
Nếu sử dụng tụ Electrotithic thì
phải tính đến dòng rò.
2. Diode phải là loại fast recovery,
có thời gian hồi phục nhỏ hơn
100ns. Điện áp ngược của diode
phải lớn hơn nguồn cung cấp cho
khóa. Dòng qua diode được tính:
I
F
=Q
BSmin
*f
sw


Ví dụ: Ta tính giá trị tụ bootstrap cho
IC Driver IR2114 kích IGBT
12N60A.

Q
ls
= 5nC (5nC khi điện áp khóa
600V, 20nC khi áp khóa 1200V)
I
qbs
= 800 µA (datasheet IR2114)

t
Hon
= 1/f
sw
= 1/10KHz = 10
-4
s
(mạch kích tần số 10KHz)
Q
g
= 96nC (datasheet 12N60A)
V
CC
=15V
V
F
=1.7V (datasheet UF4007)
V
min
=10.3V (datasheet IR2114)
V
CE-on
=2.7V (datasheet 12N60A)

Thế vào công thức trên, ta được:

FCC
FFC
C
BSBS

BS
BS
µ7,2715
µ85,110.85,1
7,23,107,115
]10.96.210.10.80010.5[2
min
6
min
9469
min









II. HOẠT ĐỘNG KÍCH ĐÓNG IGBT

1. Giới thiệu quá trình kích đóng

IGBT được xem là sự ghép nối giữa
MOSFET và BJT, do đó nó có được ưu
điểm là kích đóng hoặc kích ngắt bằng
điện áp, và sụt áp khi dẫn điện thấp.
Vì vậy hoạt động kích đóng và kích ngắt
của IGBT hoàn toàn như của MOSFET.

Và ở đây sử dụng đại diện là MOSFET.
Việc phân tích cho IGBT hoàn toàn tương
tự, ta chỉ việc lần lược đổi tên cực D & S
của MOSFET thàng cực C & E của IGBT.


Hình 2: Mô hình IGBT

Hình sau giúp ta dễ hình dung sự ảnh
hưởng của các tụ ký sinh trong quá trình
kích.


Hình 3: Các tụ ký sinh trong MOSFET



Quá trình kích MOSFET được chia làm 3
phần chính.


Hình 4: Dạng điện áp V
GS
khi kích đóng.

Phần 1: Nạp tụ C
GS

Phần 2: Nạp tụ C
GD

do hiệu ứng Miller
Phần 3: Nạp tới giá trị đỉnh của áp kích

Ta sẽ phân tích quá trình từ khi có điện áp
kích đến khi MOSFET đóng hoàn toàn
một cách chi tiết qua 4 thời kỳ, đó là một
đồ thị điện áp V
GS
theo thời gian

Hình 5: 4 giai đoạn của kích đóng.
Điểm cuối của 4 thời kỳ tương ứng là
1. V
T
(t=t1): điện áp ngưỡng
(threshold)
2. V
PL
(t=t2): điện áp đầu độ dốc do
hiệu ứng Miller
3. V
PR
(t=t3): điện áp cuối độ dốc
4. V
DR
(t=t4): điện áp đỉnh của nguồn
kích.

Song song với sự thay đổi của điện áp V
GS


ở trên, giá trị dòng điện nạp I
GS
, điện áp
máng nguồn V
DS
và dòng điện I
DS
cũng có
sự thay đổi tương ứng, được trình bày
trong hình sau:



Hình 6: Sự liên quan giữa các thông số
trong quá trình kích đóng.

2. Phân tích quá trình kích đóng.

1. Từ zero đến V
TH


V
GS
tăng từ 0 đến V
TH

i
GS

giảm từ giá trị max
i
D
=0
v
DS
không đổi

Điện áp Vgs trong tầm 0 đến V
TH
. Tại
thời điểm t=0, cực G được cấp nguồn
và điện áp v
gs
bắt đầu tăng, lúc này
hầu hết dòng qua cực G đều nạp cho
tụ C
GS
.
Thật ra, cũng có một lượng nhỏ dòng
nạp qua tụ C
GD
vì tụ này có giá trị nhất
định, nhưng do tụ C
GS
>>C
GD
nên có
thể xem đây là thời kỳ nạp cho tụ C
GS


Giai đoạn này còn được gọi là
ON_delay, bởi vì cả dòng điện và điện
áp qua máng nguồn vẫn chưa thay đổi.
lúc này MOSFET vẫn đang ở trạng
thái ngắt (OFF)

2. Từ V
T
đến V
PL


V
GS
tăng từ V
T
tới v
PL

i
gs
giảm
i
D
tăng nhanh
v
DS
bắt đầu giảm


Giai đoạn 2 này là giai đoạn đầu của
MOSFET khi chuyển từ trạng thái
ngắt sang đóng.
Điện áp ngưỡng V
T
được định nghĩa là
điện áp V
GS
lúc dòng i
D
bắt đầu chảy
từ cực máng D đến cực nguồn S. Lúc
này V
DS
bắt đầu giảm nên V
GD
tăng
(V
GD
=V
GS
-V
DS
).
Ta có:
dt
vCd
dy
dq
i

).(



Kết quả là dòng nạp đã chảy qua tụ
C
GD
nhiều hơn so với giai đoạn 1,
trong khi dòng nạp tụ C
GS
vẫn không
đổi.
Theo hình ta thấy, dòng điện qua cực
G vẫn tuyến tính với điện áp v
GS
trong
2 giai đoạn đầu.

3. Từ V
PL
đến V
PR


v
GS
tăng từ V
PL
đến V
PR


i
D
đạt giá trị max
v
DS
giảm nhanh đến V
DS(ON)


Đây là giai đoạn sau của việc kích
đóng và MOSFET gần như dẫn hoàn
toàn.
Trong giai đoạn này, áp v
DS
giảm
nhanh khiến V
GD
tăng nhanh. Dẫn đến
dòng nạp ít qua C
GS
mà chủ yếu là qua
C
GD
theo biểu thức i=d(C.v)/dt. Điều
này giải thích tại sao áp V
GS
tăng rất
chậm, hoặc thậm chí là một đường
nằm ngang nếu tích số (C.v) tăng đủ

nhanh.
Dòng máng nguồn tăng đến giá trị tối
đa và dừng lại ở đó. Giá trị max này
phụ thuộc vào thông số tải.
Đến cuối giai đoạn, điện áp v
DS
đạt giá
trị I
D
*R
DS(ON)
và ngừng giảm, làm C
GD

ngừng tăng.

4. Từ V
PR
đến V
DR


V
GS
tăng từ v
PR
đến v
DR

i

D
là hằng số ở giá trị max
v
DS
là hằng số ở giá trị min

Giai đoạn hoàn thiện một chu kỳ kích
đóng MOSFET và không có gì thay
đổi lớn. Độ lớn V
GS
tăng tới giá trị
cuối cùng là áp kích V
DR
của IC
Driver.
Trong khi dòng nạp chia cho cả 2 tụ
C
GS
và C
GD
thì i
D
không đổi, v
gs
giảm
nhẹ do điện trở R
DS(ON)
giảm nhẹ.
Như vậy, việc kích đóng của MOSFET
trong chuyển mạch cứng thì ảnh hưởng

của hiệu ứng Miller rất lớn. Và do đó, việc
kích MOSFET không đơn thuần là kích
bằng áp nữa, mà dòng kích cũng ảnh
hưởng nhiều đến tốc độ kích đóng của
khóa.
III. HOẠT ĐỘNG KÍCH NGẮT IGBT

Hoạt động kích ngắt diễn ra ngược lại với
quá trình kích đóng nên ở đây không phân
tích nữa, chỉ lưu ý là quá trình này cũng
bao gồm 4 giai đoạn. bắt đầu với:
V
GS
bằng áp kích (V
DR
)
I
G
bằng 0
V
DS
bằng V
DS(ON)=
I
D
*R
DS(ON)

I
D

phụ thuộc tải

4 giai đoạn được trình bày trong hình sau:



Hình 7: Sự liên quan giữa các thông số
trong quá trình kích ngắt.

Tóm lại, có thể chia quá trình kích đóng
và kích ngắt IGBT thành 4 giai đoạn mà
độ dài của mỗi gian đoạn này phụ thuộc
vào các giá trị tụ điện liên quan.
IV. TÍNH GIÁ TRỊ ĐIỆN TRỞ KÍCH

1. Điện trở tới hạn
Phần trước ta đã tìm hiểu sơ qua việc đưa
năng lượng vào MOSFET như thế nào để
MOSFET đóng ngắt.
Việc cấp năng lượng hay chính xác hơn là
cấp dòng điện cho MOSFET có giới hạn,
và giới hạn này được quyết định bởi điện
trở kích Rg (Gon và Goff).


Hình 8: quá trình kích đóng.


Hình 9: quá trình kích ngắt.


Trên hình 8 và hình 9 có tụ điện Ceff, là
giá trị tụ điện quy đổi của tất cả các tụ liên
quan đến quá trình kích đóng và kích ngắt.
Ta có thể sử dụng sơ đồ thay thế sau để
phân tích :

Hình 10: sơ đồ thay thế mạch kích.

Ở sơ đồ ta thấy có thêm phần tử điện cảm
L
S
, bởi vì từ mạch kích đến các khóa ta
phải có đường dây dẫn, và điện cảm sinh
ra bởi đường dây này. (Theo EMC thì ta
có thể ước lượng cho đường đi trong mạch
in là khoảng 2nH/1cm)
Theo lý thuyết mạch, để điện áp trên tụ
C
ISS
không bị dao động thì giá trị điện trở
R
G
phải lớn hơn hoặc bằng điện trở tới
hạn.
ISS
S
TH
C
L
R 2


Trong đó, R
G
là điện trở tổng, bao gồm
điện trở ngõ ra R
DR
của Driver và điện trở
kích mình cần tính Rg.
R
G
= R
DR
+ Rg

C
ISS
là tụ điện ngõ vào, được tính:
C
ISS
= C
GS
+ C
GD


Do đó, để kích đóng và kích ngắt được ổn
định, ta cần có:
THG
RR 


Tuy nhiên, thực tế điện cảm đường dây L
S

thường nhỏ, dẫn đến R
TH
cũng nhỏ
(khoảng vài Ohm), nên khi chọn điện trở
kích R
G
còn phải quan tâm đến dòng điện
cho phép của mạch Driver. Phần sau sẽ
giới thiệu cách tính điện trở kích có xét
đến khả năng chịu dòng của IC Driver.
2. Điện trở kích đóng

Như đã thấy ở phần trên, dòng điện qua
cực G và điện áp V
GS
không có phương
trình nên không thể tính điện trở kích một
cách chính xác. Thực tế có nhiều cách tính
theo nhiều hướng. Ở đây xin trình bày một
phương pháp đơn giản nhưng hiệu quả
được hãng IR Rectifier giới thiệu như sau:

Gọi I
AV
là dòng kích trung bình, t
sw
là thời

gian chuyển mạch từ lúc bắt đầu đưa áp
kích đến khi MOSFET đã đóng, tức từ
thời điểm t=0 đến t=t3 trong phần phân
tích dạng áp kích (Hình 5) đã nói ở trên.
Ta có:
Qg = I
AV
*t
sw


Ta dùng Qg chứ không phải (Qgs+Qgd)
như trên hình 4 và hình 5 vì thực tế các
linh kiện cùng tên thường chênh lệch nhau
chút ít. Và năng lượng cần nạp để đảm
bảo đầy đủ cho việc kích được khuyến cáo
là Qg.

Với:
G
PCC
AV
R
VV
I



V
P

là điện áp ngưỡng do hiệu ứng Miller,
bằng giá trị trung bình của vgs trong
khoảng (t=t2÷t3). Đó là một thông số
quan trọng của MOSFET và được cung
cấp trong datasheet dưới dạng đồ thị như
sau:

Hình 11: V
GS
theo năng lượng nạp.

Lưu ý là t
sw
lớn hay nhỏ phụ thuộc vào
dòng kích, t
sw
càng nhỏ thì thời gian
chuyển mạch càng nhanh và tổn hao trên
linh kiện càng giảm. bởi vậy t
sw
thường
được chọn theo tiêu chí thiết kế và phù
hợp tần số sóng mang.
Một giá trị t
sw
được đánh giá là rất tốt khi
sử dụng IC driver để kích khóa:
t
sw
= (3÷4) (t

d(on)
+ t
r
)
Với t
d(on)
và t
r
là những thông số của
MOSFET được cho trong datasheet.

Từ các biểu thức trên, ta có:
sw
G
PCC
g
t
R
VV
Q 



Suy ra:
g
swPCC
G
Q
tVV
R

)( 


Nhắc lại:
R
G
= R
g
+ R
DR


DROUT
CC
DR
I
V
R
,


I
OUT,DR
là dòng điện tối đa mà IC Driver
có thể kích được, được cho trong
datasheet của IC Driver.
Vậy, giá trị điện trở kích được xác định:

R
g

= R
G
– R
DR


3. Điện trở kích ngắt.

Thông thường IC Driver được cung cấp
chân kích đóng và kích ngắt riêng biệt.
Khi đó điện trở kích đóng vẫn được tính
như trên, còn điện trở kích ngắt nên được
chọn với giá trị nhỏ hơn bởi 2 nguyên
nhân:
Thứ nhất: Để việc kích ngắt xảy ra nhanh
hơn, giúp giảm DeadTime. Để đơn giản,
ta có thể sử dụng giá trị điện trở kích ngắt
bằng với giá trị điện trở tới hạn.
Thứ hai: khi khóa dưới ngắt, khóa trên
đóng, thì điện áp ngõ ra (tại điểm gắn với
tải) sẽ chuyển từ mức thấp lên mức cao
của nguồn công suất trong thời gian ngắn.
Tức là dV/dt có giá trị lớn.

Hình 12. Dòng điện khi khóa dưới ngắt và
khóa trên đóng.

Khi đó sẽ có dòng điện chảy qua C
RESoff
,

R
goff
và R
DR
.
Do:
dt
dV
Ci
RESoff


Nếu dòng điện này đủ lớn và sụt áp trên
cực G cao hơn điện áp ngưỡng đóng (V
T
)
của khóa, thì khóa có thể tự đóng mặc dù
đã được điều khiển kích ngắt. Trường hợp
này nguy hiểm cho linh kiện và cho nguồn
công suất vì nó giống như hiện tượng
đồng dẫn.

Như vậy: Việc giảm điện trở kích đóng sẽ
giải làm giảm sụt áp trên cực G của khóa
dưới.


Ta có:
dt
dV

CRRV
RESoffDRgoffge
 )(

Ta cần tính sao cho V
ge
< V
T
của khóa.
Vậy:
DR
RESoff
T
goff
R
dt
dV
C
V
R 
.


Nói chung, thực hiện một mạch kích thì
việc chọn giá trị điện trở kích phù hợp là
rất quan trọng, nó ảnh hưởng đến hiệu
suất của mạch và tránh được nhiều hư
hỏng khác.
V. THIẾT KẾ MẠCH KÍCH IGBT SỬ DỤNG IC DRIVER IR2114


IR2114 là một trong những dòng Driver cho MOSFET và IGBT, được sản xuất bởi
International Rectifier. Là một trong những Driver dùng cho tầm công suất trung bình với
nhiều chức năng như:
Hoạt động với điện áp công suất 600V.
Khả năng chuyển mạch (kích ngắt) mềm khi có sự cố quá dòng.
Đồng bộ tín hiệu với các chopper khác.
Tích hợp DeadTime.
Chống quá áp và thấp áp.


1. Sơ đồ khối:

Hình 13: sơ đồ khối IR2114


Sơ đồ có 4 phần chính
1. Phần giao tiếp với vi xử lý.
2. Phần bootstrap.
3. Phần kích IGBT tầng dưới và tầng trên.
4. Phần hồi tiếp điện áp V
C
của IGBT để bảo vệ quá dòng.

Áp dụng lý thuyết đã phân tích ở phần trước để tính giá trị tụ bootstrap, điện trở kích
đóng và điện trở kích ngắt. Ta có sơ đồ nguyên lý và giá trị linh kiện như sau:







2. Sơ đồ nguyên lý.


Hình 14: sơ đồ nguyên lý mạch kích có cách ly.



Chi tiết linh kiện








STT
Ký hiệu
Tên Linh Kiện
ghi chú
STT
Ký hiệu
Tên Linh Kiện
ghi chú
1
C1
22uF tantalum
tụ bootstrap
15

R1
33Ω
Ron
2
C2
121p

16
R2
3.3Ω
Roff
3
C3
121p

17
R3
220Ω
Rshutdown
4
C4
102p
tụ restar/reset
18
R4
33Ω
Ron
5
C5
104p ceramic

tụ bootstrap
19
R5
3.3Ω
Roff
6
C6
104p

20
R6
220Ω
Rshutdown
7
C7
104p

21
R7
1K

8
C8
104p

22
R8
1K

9

D1
UF4007
fast recovery
23
R9
10K

10
D2
UF4007
fast recovery
24
R10
10K

11
D3
UF4007
fast recovery
25
R11
1K

12
IGBT1
12N60A

26
U1
IR2114


13
IGBT2
12N60A

27
U2
TLP2200
opto
14
L1
Led

28
U3
TLP2200
opto



3. Mạch in.

Thiết kế mạch in dùng chương trình Proteus.



Hình 15: layout IR2114




Sau khi gắn linh kiện đầy đủ:



Hình 16: board mạch hoàn chỉnh.
Sau khi gắn board vào hộp máy:



Hình 17. Gắn board vào thiết bị.


Sản phẩm hoàn chỉnh:


Hình 18. Sản phẩm hoàn chỉnh.
4. Kết quả thử nghiệm.

a. thời gian lan truyền tín hiệu:
+ thời gian lan truyền qua Opto TLP2200:
Thời gian từ lúc xung dương ở ngõ vào đến lúc xuất hiện xung dương ở ngõ ra của opto
đo được là 120ns. Đây chính là thời gian trễ khi qua opto. Giá trị này khá nhỏ chứng tỏ
opto có thời gian đáp ứng nhanh và tốt. (240ns)



Hình 19: Thời gian lan truyền qua Opto TLP2200

+ Thời gian lan truyền qua IC Driver:
Là thời gian tính từ lúc có xung dương ở ngõ vào đến khi có xung dương ở ngõ ra của

IR2114. Thí nghiệm đo được là 290 ns. (380ns)
Nhận xét: thời gian lan truyền qua IC nhanh, với tốc độ này có thể đảm bảo mạch kích
với tần số lên đến hàng trăm KHz

Hình 20: Thời gian lan truyền qua IC Driver IR2114.



b. Thời gian chuyển mạch của IGBT
+ Thời gian kích đóng IGBT:
Là thời gian tính từ khi có xung kích đóng (xung dương) đến khi dòng điện qua IGBT đạt
giá trị max (xác định theo tải). Kết quả thí nghiệm: 2.6 micro giây (10.6us)
Nhận xét: thời gian chuyển mạch rất nhanh, chỉ chưa đầy 3 micro giây, đây là thời
khoảng thời gian cực tốt. Nó giúp tổn hay công suất trên linh kiện giảm và có thể đẩy
nhanh tần số sóng mang lên cao


Hình 21: thời gian ON của IGBT.


+ Thời gian kích ngắt IGBT:
Là thời gian tính từ khi có xung kích ngắt (xung âm) đến khi dòng điện qua IGBT đat giá
trị min (Imin = 0). Kết quả thí nhiệm là 2,9 micro giây.
Nhận xét: Thời gian kích đóng lâu hơn thời gian kích ngắt một ít. Điều này hoàn toàn phù
hợp với thông số đưa ra của nhà sản xuất. Nhìn chung, với thời gian kích ngắt cũng chưa
đến 3 micro giây là kết quả hết sức khả quan.


Hình 23: thời gian OFF của IGBT


c. Kết luận về ảnh hưởng của thời gian lan truyền và thời gian chuyển mạch.

Kết quả thí nghiệm cho thấy: hệ số lan truyền của mạch nhỏ, thời gian kích đóng và kích
ngắt của IGBT cũng nhỏ. Đó là những mong muốn cho một sản phẩm tốt.

d. Một số kết quả khác:
+ dạng điện áp kích IGBT tầng dưới: thời gian kích là 510ns, một kết quả cũng rất tốt.




+ dạng điện áp kích IGBT tầng cao: thời gian kích là 650ns. Lâu hơn một ít so với tầng
dưới vì điện áp kích thấp hơn (do sụt áp trên diode bootstrap). Nhưng 650ns là một kết
quả tốt. (370ns)


+ dạng sóng điện áp trên tụ Bootstrap:



Nhận xét: áp trên tụ Bootstrap là một đường thẳng nằm ngang, điều này chứng tỏ phương
pháp cấp nguồn bằng kỹ thuật bootstrap hiệu quả.

Nhìn chung mạch kích IGBT làm việc với những kết quả đo được ở trên là cực kỳ ấn
tượng. Tuy nhiên, do thí nghiệm ở điện áp nguồn DC thấp nên kết quả trên chưa chính
xác. Theo lý thuyết đã phân tích ở phần trước thì khi dùng điện áp cao hơn, thời gian kích
IGBT sẽ nhanh hơn, nhưng không nhiều lắm.


Tài liệu tham khảo

1. DT 98-2a. Bootstrap Component Selection For Control IC’s. By Jonathan Adams
2. DT 04-4. Using monolithic high voltage gate drivers. By A.Merello
3. APT0201. IGBT Tutorial. By Jonathan Dodge .P.E and Jone Hess
4. APT0103. Making Use of Gate Information in MOSFET and IGBT Data Sheets.
By Ralph McArthur
5. Slup 169. Design And Applycation Guide For High Speed MOSFET Gate Drive
Ciruits. By Laszlo Balogh