GVHD: Trần Văn Nghĩa

SVTH: Vũ Chu Mạnh

TRƯỜNG ĐẠI HỌC ĐIỆN LỰC
KHOA ĐIỆN TỬ - VIỄN THƠNG

BÁO CÁO TIỂU LUẬN
Mơn: Cơng nghệ vô tuyến định nghĩa bằng phần mềm
THIẾT KẾ BỘ PHÂN TÍCH LMS VỚI 16-QAM

Giảng viên hướng dẫn

: Trần Văn Nghĩa

Sinh viên thực hiện

: Lê Quốc Tồn

Chun ngành

: Cơng Nghệ Thơng Tin

Lớp

: D14CNPM4

Mã sinh viên

: 19810310274

Khố

: 2019-2024

HÀ NỘI –3/2022
1


GVHD: Trần Văn Nghĩa

SVTH: Vũ Chu Mạnh

NHẬN XÉT
( của Giảng Viên )
............................................................................................................................
............................................................................................................................
............................................................................................................................
............................................................................................................................
............................................................................................................................
............................................................................................................................
............................................................................................................................
...........................................................................................................................
............................................................................................................................
...........................................................................................................................
............................................................................................................................
............................................................................................................................
............................................................................................................................
............................................................................................................................
............................................................................................................................
............................................................................................................................

............................................................................................................................
............................................................................................................................
Giảng viên hướng dẫn

Trần Văn Nghĩa
2


GVHD: Trần Văn Nghĩa

SVTH: Vũ Chu Mạnh

MỤC LỤC
CHƯƠNG 1: CƠ SỞ LÝ THUYẾT ĐIỀU CHẾ M-QAM..........................5
1.1. CÁC PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU CHẾ SỐ CƠ BẢN...............................5
1.2. ĐIỀU CHẾ M-QAM..............................................................................7
1.3. SƠ ĐỒ KHỐI BĂNG GỐC TƯƠNG ĐƯƠNG CỦA HỆ THỐNG
VÔ TUYẾN M-QAM....................................................................................12
CHƯƠNG 2: KỸ THUẬT ĐỒNG BỘ VÀ CÂN BẰNG THÍCH NGHI. 15
2.1. KỸ THUẬT ĐỒNG BỘ.........................................................................15
2.2. KỸ THUẬT CÂN BẰNG THÍCH NGHI.............................................19
CHƯƠNG 3: THIẾT KẾ BỘ PHÂN TÍCH LMS VỚI 16-QAM.............27

3


GVHD: Trần Văn Nghĩa

SVTH: Vũ Chu Mạnh


CHƯƠNG 1: CƠ SỞ LÝ THUYẾT ĐIỀU CHẾ M-QAM
Một hệ thống vô tuyến số bao gồm phần băng tần gốc và phần băng tần
vô tuyến, t thường có các khối: mã nguồn, mã bảo mật, mã kênh, điều chế số
và các khối chức năng tái tạo tương ứng phía bên thu như khối khuếch đại,
khối trộn tần, lọc dải thông, anten, phi-đơ và môi trường truyền. Trong đó,
phương pháp điều chế tín hiệu đóng vai trò rất quan trọng, thể hiện đặc thù
khác biệt của hệ thống. Chương này nhằm trình bày các phương pháp điều
chế số cơ bản đồng thời đưa ra mô hình hệ thống vơ tuyến số tốc độ cao MQAM kết hợp đánh giá một cách trực quan về các tác động ảnh hưởng đến
chất lượng hệ thống này.
1.1. CÁC PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU CHẾ SỐ CƠ BẢN
Tín hiệu số băng cơ sở là dịng các xung vng biểu hiện giá trị bit "0" và
"1". Để tăng hiệu suất của điều chế, nhiều bit được ghép trong một ký hiệu.
Số lượng bit trong mỗi ký hiệu phụ thuộc vào đặc tính kênh truyền dẫn. Quá
trình thực hiện này gọi là điều chế tín hiệu. Theo lý thuyết, phổ tần của tín
hiệu số là vơ hạn, tức là ta cần có một dải tần vơ hạn cho việc truyền các tín
hiệu số. Song kênh truyền lại chỉ có băng tần hữu hạn. Chính vì thế người ta
hạn chế phổ tần tín hiệu bằng cách lọc hợp lý. Tuy vậy việc này sẽ làm tăng
vô hạn đáp tuyến thời gian của chúng dẫn đến can nhiễu giữa các ký hiệu
(ISI).
Trước hết ta xem xét các kỹ thuật điều chế trước khi lọc. Có thể liệt kê
một số phương pháp điều chế cơ bản được sử dụng trong các hệ thống vô
tuyến số như:
- Khóa dịch biên độ ASK (Amplitude Shift Keying)
- Khóa dịch tần số FSK ( Frequency Shift Keying)
- Khóa dịch pha PSK ( Phase Shift Keying)
-

Điều chế biên độ trực giao nhiều mức (M-QAM: Multilevel-

Quadrature Amplitude Modulation)


4


GVHD: Trần Văn Nghĩa

SVTH: Vũ Chu Mạnh

Phương thức điều chế trong các hệ thống vô tuyến thường được lựa chọn
trên cơ sở phân tích hai tiêu chí cơ bản: hiệu quả sử dụng băng tần và hiệu
suất công suất. Hiệu quả sử dụng băng tần ɳ của hệ thống vô tuyến số được
định nghĩa như sau:
ɳ=

R
[bit /s / Hz] (1.1)
B

trong đó : R là tốc độ bít của tín hiệu mang thông tin ( bit/s)
B là độ rộng băng tần cần thiết (Hz)
Để nâng cao hiệu quả sử dụng băng tần (bandwidth efficiency) nhằm tận dụng
tài nguyên tần số, trong các hệ thống vô tuyến số dung lượng lớn người ta chủ yếu
sử dụng các sơ đồ điều chế nhiều mức. Các phương pháp điều chế chủ yếu thường
được lựa chọn là điều chế khoá dịch pha M mức (M-PSK: M-aray Phase Shift
Keying), điều chế biên độ trực giao nhiều mức (M-QAM: M-aray Quadrature
Amplitude Modulation) và các dạng phát sinh của chúng. Các hệ thống điều chế MPSK về nguyên lý không tối ưu bằng các hệ thống M-QAM khi số mức điều chế
vượt quá tám, còn hệ thống M-QAM với các biểu đồ tín hiệu khác nhau đều có
chung đặc điểm là quá trình quyết định trong xử lý tín hiệu ở máy thu đều dựa trên
các miền quyết định hình vng và cơ sở để tính tốn về cơ bản giống QAM kinh
điển. Nguyên lý của các phương thức điều chế đó được minh họa thơng qua biểu đồ

chùm sao tín hiệu trên hình 1.1 và hình 1.2.
Với một giá trị M, hiệu quả sử dụng băng tần  của các phương thức điều chế
nói trên có thể xác định theo công thức
R log M
ɳ= = 2 [bit / s/ Hz] (1.2)
B
1+ α

trong đó: M =2m với m là số bít của một ký hiệu ( m≥2),
ɳ là hệ số uốn lọc của các bộ lọc dạng tín hiệu.
Muốn so sánh hiệu suất giữa các phương thức điều chế người ta thường so
sánh mức công suất cần thiết để đảm bảo cùng một tỉ lệ lỗi bít BER (Bit-error
Rate). Từ hình 1.1 và 1.2, ta có :
d P=2 √ E P sin

π
(1.3)
M

5


GVHD: Trần Văn Nghĩa

SVTH: Vũ Chu Mạnh

dQ=

√ 2 E Q (1.4)


√ M −1

Điều kiện để xác suất thu lỗi giống nhau là dP= dQ tức là:
EP
π
=2( √ M −1)sin 2
(1.5)
EQ
M

Từ công thức (1.5) ta thấy:
-

M=4, EQ/EP= 1, tức là sơ đồ điều chế 4-QAM và 4-PSK tương đương nhau.

-

4
-

M>8 thì EQ/EP < 1, tức là điều chế M-QAM hiệu quả hơn so với M-PSK.

Khi cần đạt hiệu quả cao về sử dụng băng tần trong các hệ thống vô tuyến số
dung lượng lớn, M thường được chọn lớn, vì thế điều chế M-QAM thường được sử
dụng.
1.2. ĐIỀU CHẾ M-QAM
Điều chế M-QAM là phương pháp điều chế kết hợp giữa điều chế biên bộ và
điều chế pha. Tên gọi điều chế biên độ trực giao xuất phát từ thực tế là tín hiệu MQAM được tạo ra bằng cách cộng các tín hiệu điều chế biên độ √ M mức có các
sóng mang trực giao (vng góc) với nhau.

6


GVHD: Trần Văn Nghĩa

SVTH: Vũ Chu Mạnh

Quá trình điều chế M-QAM thực hiện như sau: dịng m bít vào vào đã mã hố
mang m bit được chia thành hai dịng tín hiệu I (đồng pha) và Q (lệch pha 90 0). Mỗi
tín hiệu mã hố mang m/2 bit tương ứng với 2m/2 trạng thái. Các bậc trạng thái của
tín hiệu I, Q được biểu diễn trong giản đồ chòm sao. Sau khi chuyển đổi từ tín hiệu
số sang tín hiệu tương tự (DAC), hai tín hiệu được đưa qua bộ điều chế. I và Q lệch
pha nhau 900. Kết quả quá trình điều chế này sẽ tạo thành chùm các điểm gọi là
chịm sao (constellation). Giản đồ chịm sao mơ tả bằng đồ thị nhằm quan sát trực
quan chất lượng và sự méo của một tín hiệu số, tức là giản đồ chòm sao biểu diễn
biên độ và pha của sóng mang đã được ánh xạ trong mặt phẳng phức. Hệ toạ độ I
và Q thể hiện các giá trị khác nhau của tín hiệu I và Q (hình 1.3). Trong giản đồ
chòm sao, nhiễu biểu hiện dưới dạng hướng đi của con trỏ như là một vòng tròn với
mỗi trạng thái tín hiệu. (Điều này khơng áp dụng các điều kiện lỗi xảy ra cùng một
thời điểm). Tóm lại, điều chế M-QAM là phương pháp điều chế tín hiệu hai chiều,
trong đó tín hiệu mang thơng tin được sử dụng để thay đổi biên độ của hai song
mang trực giao.
Người ta có thể thực hiện điều chế QAM theo nhiều loại khác nhau được liệt
kê như dưới bảng 1.
ST
T

Loại điều chế

Số

bit I(Q)

Số bit/ ký hiệu

Số trạng thái

1

4QAM(QPSK)

1

2

4

2

16QAM

2

4

16

3

64QAM

3

6

64

4

256QAM

4

8

256

Bảng 1: Phân loại các loại điều chế QAM

7


GVHD: Trần Văn Nghĩa

SVTH: Vũ Chu Mạnh

Hình 1.3: Biểu đồ chùm sao của tín hiệu 16-QAM phân bố theo mã Gray.
Ta nhận thấy, các điểm của chòm sao được phân bố theo mã Gray (các điểm
sao lân cận nhau chỉ có một bit khác nhau). Phân bố mã Gray này có ý nghĩa rất lớn
vì hầu hết các loại lỗi thông thường xảy ra do ký hiệu được giải mã giống với ký
hiệu gần nó. Trong trường hợp này, dùng mã Gray sẽ chỉ dẫn đến một bit lỗi trong

khi mã nhị phân có thể gây ra nhiều bit lỗi.
Độ nhạy của chòm sao với các nhiễu được biểu diễn bởi khoảng cách giữa các
điểm sao. Trên hình 1.3 là mơ hình phân bố chịm sao 16-QAM, ta nhận thấy, nếu
điểm xa nhất ở các chịm sao đều có cùng biên độ thì khoảng cách giữa các điểm
chịm sao lân cận giảm khi số điểm trong chòm sao tăng. Ý nghĩa này đúng với mọi
loại điều chế tín hiệu hai chiều. Điều này làm chịm sao có kích thước lớn như 256QAM dễ bị nhiễu hơn nhiều so với các chịm sao có kích thước nhỏ như 4-QAM.
Hình 1.4 chỉ ra kết quả lý thuyết BER cho điều chế M-QAM [6]. Đồ thị biểu diễn
BER tương đối cho mỗi chòm sao QAM như một hàm của SNR mỗi bit và SNR bị
chia bởi số bit trong mỗi ký hiệu. Kết quả này đã chứng minh những nhận xét trên
là chính xác và chỉ rõ rằng tỉ lệ SNR thay đổi khi chòm sao thay đổi.

8


GVHD: Trần Văn Nghĩa

SVTH: Vũ Chu Mạnh

Hình 1.4: Xác suất lỗi bít (BER) cho điều chế M-QAM
1.2.1. Sơ đồ bộ điều chế M-QAM
Sơ đồ khối bộ điều chế M-QAM được trình bày trên hình 1.5.
2/L

Dãy bit
lối vào

Ak

aT(t)
LPF

00
VCO

S/P

2/L

Bk

bT(t)

Tín hiệu
M-QAM

Xoay

ph
a 900

LPF

Chú thích: S/P : Biến đổi song song- nối tiếp

LPF : Bộ lọc thông thấp
2/L : Bộ biến đổi 2 mức thành L mức
VCO : tạo sóng mang cosωt
Hình 1.5: Sơ đồ khối bộ điều chế M-QAM
Bộ biến đổi song song - nối tiếp (S/P) thực hiện biến đổi từng cụm bit (ký hiệu)
lối vào bộ điều chế gồm m= log2M bít thành hai cụm tín hiệu nhị phân khơng - về không (NRZ: Non Return to Zero) song song, mỗi cụm gồm m/2 xung. Các khối
2/L thực hiện biến từng cụm NRZ đó thành các tín hiệu Ak và Bk, có thể nhận L= M

trị biên độ. Các mạch nhân được sử dụng sau mỗi mạch lọc nhằm thực hiện điều
chế biên độ tuyến tính. Dạng phổ tín hiệu đầu ra được hình thành nhờ các bộ lọc
thơng thấp phía trước mạch nhân. Trong thiết kế thực tế, các bộ lọc thông thấp
9


GVHD: Trần Văn Nghĩa

SVTH: Vũ Chu Mạnh

thường được làm gần đúng bằng mạch lọc căn bậc hai cosine tăng (square- root
raised cosine filter) có hệ số điều chỉnh được. Bộ điều chế M-QAM như vậy được
tạo ra từ hai bộ điều chế biên độ với sóng mang nén
Ngồi ra, nhờ bộ ánh xạ (Mapper) và phương pháp điều chế M-QAM, sóng
mang sau khi điều chế M-QAM là một số phức và được xếp trên biểu đồ chòm sao
theo quy luật mã Gray trên 2 trục Re (thực) và Im (ảo). Vị trí của mỗi điểm tín hiệu
(số phức) trên biểu đồ chịm sao phản ánh thơng tin về biên độ và pha của các sóng
mang.Tại lối ra của bộ điều chế M-QAM, tín hiệu có thể viết như sau:
V ( t ) =A k aT ( t ) cos ωc t+ Bk bT ( t ) sin ωc t (1.6)

trong đó: aT(t), bT(t) là đáp ứng xung của các bộ lọc thông thấp.
Ak, Bk =±1,±2,±3,….,± M -1;
ωc là tần số góc của sóng mang;

k là chỉ số khe thời gian của ký hiệu được truyền.
1.2.2. Sơ đồ khối bộ giải điều chế M-QAM
Sơ đồ khối bộ giải điều chế M-QAM được trình bày trên hình 1.6. Tín hiệu lối
vào bộ giải điều chế M-QAM có dạng:
V γ ( t )= A k aT ( t ) cos ωc t + Bk bT ( t ) sin ω c t +n(t ) (1.7)

trong đó: n(t) là tạp nhiễu cộng.
Trong trường hợp đồng bộ sóng mang lý tưởng, các sóng mang giải điều chế
có dạng:
V 1 ( t )=2cos ωc t , V 2 ( t ) =2sin ω c t (1.8)

Tín hiệu
lối vào

V 2(t)

LPF

V d2(t)

A/D và
giải mã

900
Sóng mang
V 1(t)

P/S
LPF

V d1(t)

Dãy bít
lối ra

A/D và

giải mã

Hình 1.6: Sơ đồ khối bộ giải điều chế M-QAM
10


GVHD: Trần Văn Nghĩa

SVTH: Vũ Chu Mạnh

Chú thích: A/D : biến đổi tương tự- số
P/S : Biến đổi song song- nối tiếp
LPF: Bộ lọc thông thấp
Sau khi thực hiện nhân và loại bỏ thành phần tín hiệu hài bậc hai, hai tín hiệu
giải điều chế có dạng:
V d 1 ( t )= Ak aT ( t )∗aR (t)+n1 (t ) (1.9a)
V d 2 ( t )=Bk aT ( t )∗a R (t)+ n2 (t) (1.9b)

trong đó: aR(t), aR(t) là đáp ứng xung của các bộ lọc thông thấp của bộ giải
điều chế thu, thường được làm gần đúng bằng bộ lọc căn bậc hai cosine tăng;
n1(t), n2(t) là các thành phần tạp âm tương hợp sau lọc.
Các tín hiệu Vd1(t), Vd2(t) được lấy mẫu theo nhịp ký hiệu và được biến đổi
ˆ

ˆ

tương ứng thành các tín hiệu A k và B k với L trị biên độ có thể có rồi được giải mã
thành các tổ hợp nhị phân có m/2 bit. Hai nhánh tín hiệu được đưa tới bộ biến đổi
song song – nối tiếp (P/S) để tạo thành cụm m bít lối ra.

1.3.

SƠ ĐỒ KHỐI BĂNG GỐC TƯƠNG ĐƯƠNG CỦA HỆ THỐNG VƠ

TUYẾN M-QAM
Hệ thống vơ tuyến số M-QAM là tổ hợp phức tạp của các khối khác nhau làm
việc ở băng tần gốc, tần số trung tần và tần số vô tuyến (tần số công tác trên đường
vơ tuyến rất cao, có thể lên tới vài ba chục GHz). Tuy vậy, hoạt động và đặc tính cơ
bản của hệ thống số này hồn tồn có thể phân tích và đánh giá theo sơ đồ băng gốc
tương đương [7],[13].. Điều này có thể quan sát một cách trực quan như sau:
Tín hiệu dải thơng x(t) có thể biểu diễn dưới dạng:
j . 2 π δ ( t ) +θ ( t ) ]
j .2π δ ( t )
x ( t )=r ( t ) .cos [2 π δ c ( t )+θ (t)]=Re [r ( t ) .e [
]=Re [r ( t ) . e
.e j. θ(t ) ] (1.10)
c

c

11


GVHD: Trần Văn Nghĩa

SVTH: Vũ Chu Mạnh

trong đó : Re(.) là ký hiệu phần thực;
r(t) : là tín hiệu thực hiện điều chế biên độ;
θ (t) : là tín hiệu thực hiện điều chế pha của sóng mang.

Do e j .2 π δ ( t ) không mang thông tin hữu ích mà chỉ biểu thị một sóng mang khơng
c

điều chế, tồn bộ thơng tin của x(t) nằm ở thành phần điều biên r(t) và điều pha θ (t)
nên thay vì xét với x(t), ta có thể xét tín hiệu:
~
(1.11)
x L ( t )=r ( t ) .exp ⁡[ jθ (t)]

Tín hiệu này hiển nhiên mang mọi thơng tin trên tín hiệu dải thơng. Mặt khác
~

nó là tín hiệu băng gốc vì khơng chứa sóng mang. Tín hiệu xL(t) theo cơng thức
(1.11) thường được gọi là tín hiệu tương đương thơng thấp (tức tín hiệu băng gốc
tương đương) hay đường bao phức của tín hiệu dải thơng x(t). Đối với các hệ thống
dải thơng, thay vì nghiên cứu hệ thống với đặc tính dải thơng có tần số trung tâm
thường rất cao (trong các hệ thống thông tin thông thường, tần số này trùng với tần
số sóng mang của hệ thống), ta có thể xem xét hệ thống bằng cách qui đặc tính dải
thơng của hệ thống về đặc tính thơng thấp tương đương. Việc qui hệ thống và tín
hiệu dải thông về thông thấp tương đương dựa trên biến đổi Hilbert [7]. Khi đó việc
nghiên cứu hệ thống dải thơng với tín hiệu dải thơng có thể quy về nghiên cứu hệ
thống tương đương băng gốc với các tín hiệu băng gốc tương đương.
Nguồn
symbol
s

ck

Bộ

điều chế

s(t)

MT
truyền

Bộ
lọc phát
KĐCS

(t)

Bộ
lọc thu
w(t)
Bộ
cânbằng

Thiết bị
quyết định
Khôi phục
đồng hồ

Bộ giải
điều chế

Khơi phục
sóng mang

12


GVHD: Trần Văn Nghĩa

SVTH: Vũ Chu Mạnh

Hình 1.7: Sơ đồ tương đương băng gốc của hệ thống viễn thông M-QAM
Sơ đồ khối tương đương băng gốc của hệ thống vô tuyến số M-QAM được
trình bày trên hình 1.7. Mọi dạng sóng thời gian là tín hiệu băng gốc hoặc là các tín
hiệu băng gốc tương đương, mọi đáp ứng tần số là các hàm thông thấp hoặc là các
hàm thông thấp tương đương của các hàm dải thông.
Số liệu đầu vào của hệ thống vơ tuyến số M-QAM có sơ đồ khối như hình 1.5
là chuỗi liên tiếp các giá trị số liệu phức M mức {ck}, trong đó k là chỉ số của khe
thời gian số liệu. Mỗi ký hiệu ck được tạo ra từ một bảng chữ cái M điểm {m} với
m =1,2,…,M. Tập tất cả M điểm này khi biểu diễn trên mặt phẳng pha (khơng gian
tín hiệu) gọi là biểu đồ chịm sao (constellation) của tín hiệu. Đối với M-QAM
truyền thống, M điểm của chùm sao được sắp xếp theo một lưới vng góc như
trên hình 1.2. Ký hiệu ck khi đó có thể biểu diễn:
c k =ak + jb k

ak ,bk =±1, ±3, …, ±( M -1)

(1.12)

trong đó: ak ,bk lần lượt là thành phần đồng pha và vuông pha của ký hiệu ck.

13

GVHD: Trần Văn Nghĩa

SVTH: Vũ Chu Mạnh

CHƯƠNG 2: KỸ THUẬT ĐỒNG BỘ VÀ CÂN BẰNG THÍCH NGHI
Khi truyền tin số băng thơng dải, dịng dữ liệu sẽ được điều chế lên sóng mang
(giá trị tần số sóng mang này tùy thuộc vào tính chất của kênh truyền) và truyền đi.
Sóng mang qua kênh truyền sẽ bị dịch về tần số hay trễ về thời gian, điều này là
hiển nhiên vì kênh truyền ln ln có nhiễu. Ở bên thu, việc tái sinh tín hiệu về
bản chất là một thủ tục lấy mẫu tín hiệu thu được thực hiện vào các thời điểm thích
hợp. Thời điểm thích hợp này chính là khi tỷ số tín hiệu trên tạp - SNR là cao nhất
và xác suất xuyên nhiễu là nhỏ nhất. Vậy vấn đề đặt ra ở đây là làm sao có thể thiết
kế bộ thu để đạt được các yêu cầu trên, nhằm đạt độ tin cậy cao nhất. Chương này
trình bày hai kỹ thuật được sử dụng trong thiết kế bộ thu là kỹ thuật đồng bộ và kỹ
thuật cân bằng thích nghi (nhằm hiệu chỉnh hệ số theo đặc trưng thay đổi của
kênh). Các kỹ thuật này là nền tảng quan trọng cho thiết kế bộ giải điều chế tín hiệu
16-QAM đạt hiệu quả nhất.
2.1. KỸ THUẬT ĐỒNG BỘ
Giả sử mi là một ký hiệu thuộc tập M ký hiệu của bản tin. mi sẽ được truyền
trong thời gian T và có xác suất xuất hiện tính là pi=P(mi)=1/M. Để tạo ra tín hiệu
truyền, mi được đưa vào bộ tạo vectơ (mã hóa ký hiệu truyền) ứng với vectơ N
chiều: si=(si1, si2,…,siN) với NM. Tức là tín hiệu truyền được coi là một véctơ
khơng gian có hệ cơ sở là N. Các thành phần của véctơ được đưa vào bộ điều chế
tạo nên tín hiệu si(t),(i=1,2,…M) có độ dài T giây.Tín hiệu này có năng lượng hữu
T

2
hạn là Ei =∫ S i ( t ) dt ,i=1,2, … M , Si (t) cịn gọi là điểm tín hiệu trong khơng gian M
0

tín hiệu. Tín hiệu sau khi qua kênh có nhiễu (AWGN hoặc Rayleigh, hoặc cả hai)
gọi là x(t), thì tại bộ thu quan sát x(t) trong thời gian T giây, để ước lượng tốt nhất
si(t) tương ứng với mi. Nhiệm vụ này được chia làm hai bước: bộ giải điều chế làm
nhiệm vụ tách các thành phần của véctơ x(t). Do nhiễu là một tín hiệu ngẫu nhiên
nên x(t) cũng là véctơ của biến ngẫu nhiên X. Bước thứ hai là giải mã tín hiệu
ˆ

truyền tạo nên một ước lượng m i khi quan sát véctơ nhận được x ( ta coi rằng đã
biết dạng điều chế cùng với xác suất lỗi xảy ra ở bên phát). Và do đó, tại nơi thu

14


GVHD: Trần Văn Nghĩa

SVTH: Vũ Chu Mạnh

chúng ta dùng thuật tốn để khơi phục sóng mang. Thuật tốn này phải giải quyết
vấn đề đồng bộ hai dãy sự kiện ở bộ phát và bộ thu bao gồm:
- Xác định tần số và pha sóng mang sau đó ước lượng tần số và pha tại bộ thu
hay cịn gọi là khơi phục sóng mang hoặc đồng bộ sóng mang. Do vậy, thuật tốn
này trong trường hợp đồng bộ sóng mang sẽ là ước lượng giá trị dịch tần số sóng
mang trên cơ sở phương pháp trễ và nhân, sau đó hiệu chỉnh lại tần số đã bị dịch và
bị thay đổi trên kênh truyền.
- Xác định thời điểm bộ điều chế thay đổi trạng thái (bắt đầu và kết thúc một
ký hiệu) từ đó xác định thời điểm lấy mẫu và kết thúc của bộ tích-tích phân. Ước
lượng thời gian này gọi là khôi phục ký hiệu hay đồng bộ ký hiệu.
- Hai kiểu đồng bộ này có thể được thực hiện đồng thời hoặc lần lượt. Nếu
với kĩ thuật tách khơng đồng bộ thì ta sẽ khơng cần đến đồng bộ sóng mang. Đây là
kỹ thuật đặc biệt vịng hở không cần sự trợ giúp của dữ liệu mà chỉ có sự trợ giúp

của đồng hồ trên phương pháp lũy thừa 2P. [2],[5].
2.1.1. Đồng bộ tần số sóng mang
Thực chất việc đồng bộ tần số sóng mang như đã trình bày ở trên là ước lượng
và hiệu chỉnh tần số song mang bị lệch đi khi truyền tín hiệu. Do đó, có một số
phương pháp đơn giản để thực hiện việc bù độ lệch tần số sóng mang như sau:
- Đơn giản nhất là ta điều chế tín hiệu sao cho tín hiệu được điều chế chứa
thành phần rời rạc có tần số sóng mang. Sau đó sử dụng một vịng bám pha (PLL)
băng hẹp có thể bám thành phần này rồi cung cấp tín hiệu tham chiếu cho bộ thu.
PLL gồm một bộ VCO, một bộ lọc vòng và một bộ nhân nối với nhau theo hệ số
phản hồi âm (hình 2.1). Tần số được điều khiển bằng điện áp bên ngoài nhờ VCO.
Điện áp điều khiển tỉ lệ với độ lệch tần số sóng mang được sinh ra từ bộ phát hiện
lệch tần sóng mang. Nhược điểm của phương pháp này là thành phần rời rạc không
mang thông tin nào khác ngồi pha và tần số sóng mang dẫn đến việc truyền nó làm
tốn thêm cơng suất. Do đó, kỹ thuật điều chế tín hiệu M-QAM tiết kiệm cơng suất
bằng cách sau: khi khơng có thành phần một chiều trong phổ cơng suất của tín hiệu
mang dữ liệu, bộ thu dùng vịng bám sóng mang con tham chiếu (sóng có tần số bội
của tần số sóng mang). Nhưng phương pháp này lại dễ gây nhầm lẫn về pha.
15


GVHD: Trần Văn Nghĩa

SVTH: Vũ Chu Mạnh

- Một phương pháp khác là dùng vòng Costas gồm hai nhánh: một nhánh
đồng pha và một nhánh vuông pha. Cả hai nhánh thông qua bộ VCO để tạo nên
vòng phản hồi âm. Khi đồng bộ đạt được thì dữ liệu được giải điều chế xuất hiện
tại lối ra nhánh cùng pha, còn lối ra nhánh vuông pha là không (trong điều kiện lý
tưởng). Tuy nhiên phương pháp này cũng bị nhầm lẫn về pha và tốn nhiều bộ lọc.
Do đó, người ta khắc phục nhược điểm bằng cách dùng mã vi phân để mã dữ liệu

trước khi điều chế và giải mã vi phân sau khi tách tại bộ thu (điều này làm tăng
nhiễu của tín hiệu) [3].
Vịng bám pha PLL
Tín hiệu

thu

Bộ lọc
thơng dải

LPF

Bộ phát
hiện lệch
tần sóng
mang

Bộ dao động
điều khiển bằng
thế ( VCO )

Chia tần cho M

Hình 2.1: Sơ đồ khối vịng bám pha PLL
2.1.2. Đồng bộ thời gian ký hiệu
Trong truyền dẫn số thường sử dụng dãy xung đại diện cho các ký hiệu cần
truyền và phát đi với tốc độ không đổi là R=1/T, trong đó T là khoảng cách giữ hai
ký hiệu kề nhau (chu kì). Trong mọi trường hợp, phía thu có thể giải điều chế kết
hợp hoặc khơng kết hợp để biết được định thời dãy, nghĩa là vị trí thời gian của các
ký hiệu và tách thơng tin logic từ tín hiệu tương tự thu được. Thơng tin định thời

dãy cho phép đọc ký hiệu tại các thời điểm đúng. Chính việc khơi phục định thời
dãy ký hiệu từ tín hiệu tương tự thu được gọi là đồng bộ thời gian ký hiệu. Đơi khi
nó cịn liên quan đến khôi phục đồng hồ.
Theo [3], đồng bộ ký hiệu có thể song song trước hoặc sau khi đồng bộ sóng
mang tùy theo từng ứng dụng. Có thể phát xung nhịp cùng với tín hiệu mang dữ
liệu theo cách hợp kênh. Sau đó tại bộ thu xung nhịp được tách bằng bộ lọc thích
16


GVHD: Trần Văn Nghĩa

SVTH: Vũ Chu Mạnh

hợp của dạng sóng được điều chế. Cách này làm tối thiểu thời gian khơi phục sóng
mang và xung nhịp, nhưng nhược điểm của nó là một phần cơng suất phát bị chia
sẻ cho xung nhịp.
Một phương pháp khác tốt hơn là dùng bộ tách không đồng bộ trước tiên để
tách xung nhịp. Ở đây sử dụng một đặc điểm là thời gian xung nhịp ổn định hơn
pha của sóng mang. Sau đó sóng mang được khôi phục bằng xử lý lối ra bộ tách
khơng đồng bộ trong mỗi chu kì xung nhịp.
Trong một phương pháp khác, khôi phục xung nhịp sau khi khôi phục sóng
mang, xung nhịp được tách bằng cách xử lý dạng sóng băng cơ sở (khơng cần tách)
đã được giải điều chế vì vậy tránh được lãng phí cơng suất truyền.
Trên hình 2.2 là sơ đồ loại cổng sớm – muộn của bộ đồng bộ ký hiệu, thời gian
chính xác cho lấy mẫu tại lối ra bộ lọc chập là t=T. Nếu lấy mẫu sớm hơn hay
muộn hơn một lượng ∆ 0T hai giá trị mẫu này là bằng nhau (tính trung bình khi có
nhiễu), và điểm lấy mẫu chính xác là chính giữa hai điếm sớm hơn và muộn hơn.
Giá trị khác biệt của hai giá trị mẫu sớm và muộn sẽ điều chỉnh bộ VCO hiệu chỉnh
chính xác thời gian lấy mẫu ký hiệu [3].
T

Bộ tính giá trị
tuyệt đối

dt


0

Sớm
 0T
Bộ tạo sóng
ký hiệu
Trễ
 0T

VCO

LPF



Định thời ký hiệu
T

dt


0

Bộ tính giá trị
tuyệt đối

Hình 2.2: Loại cổng sớm-muộn của bộ đồng bộ ký hiệu

17


GVHD: Trần Văn Nghĩa

SVTH: Vũ Chu Mạnh

Trên thực tế, còn có các kỹ thuật đồng bộ sóng mang và đồng bộ ký hiệu khác
đựa vào các nguyên tắc khác nhau để tạo ra đồng bộ. Ba lĩnh vực đồng bộ ký hiệu
được biết đến là:
- Dựa vào bám lỗi, thực hiện bằng các vịng bám pha PLL.
- Dựa vào tìm kiếm cực đại và lọc, thực hiện bằng cách so sánh ký hiệu phát
đi ban đầu với ký hiệu lặp đã lưu trữ.
- Dựa vào chuyển đổi phi tuyến và lọc.
2.2. KỸ THUẬT CÂN BẰNG THÍCH NGHI
Trong kênh thơng tin liên lạc, tính chất kênh thay đổi theo thời gian. Sự khác
nhau về đặc trưng truyền dẫn đến nếu sử dụng bộ cân bằng cố định thì sẽ khơng
làm giảm được ISI và nhiễu. Do đó, chúng ta cần đến bộ cân bằng thích nghi, nó có
chức năng tự hiệu chỉnh liên tục hệ số theo đặc trưng thay đổi của kênh. Kỹ thuật
này được trình bày rất chi tiết trong [3], bao gồm hai loại: Cân bằng trước kênh tại
bộ phát và cân bằng sau kênh tại bộ thu. Ở đây, ta đang nghiên cứu thiết kế bộ giải
điều chế tín hiệu 16-QAM nên ta chỉ đề cập đến kĩ thuật cân bằng thích nghi sau
kênh tại bộ thu. Để thực hiện loại này, trước khi phát dữ liệu cần phải huấn luyện
bộ lọc theo hướng dẫn của một dãy huấn luyện.
Xét một bộ lọc cân bằng thích nghi là bộ trễ lọc đường (hình 2.3). Tức là

chúng đồng bộ theo nghĩa khoảng cách trễ bằng độ dài ký hiệu T. Bộ cân bằng này
dễ thực hiện và khá hiệu quả [3].

18


GVHD: Trần Văn Nghĩa

x(nT+NT)

Bộ trễ T

SVTH: Vũ Chu Mạnh

x(nT+T)

T

w-N

T

Đáp ứng
mong muốn

T

T

w0

w-1

w-N +1

x(nT -NT)

x(nT -T)

x(nT)

w1

wN

+

-

Tín hiệu lỗi

Hình 2.3: Các phần tử của bộ lọc thích nghi
2.2.1. Thuật tốn bình phương trung bình tối thiểu (LMS)
Phương trình:
y n=

N

∑

k=−N

w k x n−k (2.3)

diễn tả mối liên hệ giữa lối vào và lối ra của bộ cân bằng. Giả sử các dãy lối
vào có năng lượng hữu hạn. Thích nghi có thể đạt được khi quan sát lỗi (sai khác)
giữa dạng xung mong muốn và dạng xung thực tế tại lối ra bộ lọc đo tại thời điểm
lấy mẫu. Lỗi này sẽ ước lượng hướng mà theo đó các hệ số bộ lọc phải thay đổi
theo hướng tới tập giá trị tối ưu. Để thích nghi ta dùng tiêu chuẩn méo đỉnh. Để tối
thiểu méo đỉnh, có thể tiêu chuẩn ép về khơng hoặc tiêu chuẩn lỗi bình phương
trung bình, trong đó tiêu chuẩn lỗi bình phương trung bình có thể sửa được ISI lớn
hơn tiêu chuẩn ép về khơng. Nó cũng ít nhạy với xáo động thời gian hơn tiêu chuẩn
méo đỉnh.
Giả sử lỗi en=an-yn với an là đáp ứng mong muốn và yn là đáp ứng thực hiện tại
thời điểm n. Lỗi bình phương trung bình được gọi là hàm đánh giá:
δ =E [e2n ] (2.4)

Nhờ hàm này, ta có thể tìm được điều kiện hoạt động tốt nhất của bộ cân bằng.
19


GVHD: Trần Văn Nghĩa

SVTH: Vũ Chu Mạnh

Đạo hàm của hàm đánh giá theo trọng số wk có thể viết:

(

)

(

)

∂ en
∂ yn
∂δ
=2 E en
=−2 E e n
=−2 E( en x n−k ) (2.5)
∂ wk
∂ wk
∂ wk

Trung bình ở vế phải là tương quan chéo giữa tín hiệu lỗi en và tín hiệu vào xn
với lệch k mẫu:
Rex (k )=E[e n x n−k ] (2.6)

Ta viết lại:
∂δ
=−2 Rex ( k ) (2.7)
∂ wk

Điều kiện tối ưu là lỗi bình phương trung bình tối thiểu:
∂δ
=0 với k =0 , ±1 , ±2 , … , ± N (2.8)
∂ wk

Điều kiện này tương đương với Rex (k )=0 với k =0 , ±1 , ± 2, … , ± N . Kết quả quan

trọng này được hiểu như nguyên lý trực giao: tín hiệu trực giao với nhiễu Gauss.
Hàm bình phƣơng trung bình lỗi là hàm bậc hai của các tham số trọng số, tức
là hàm parabolic của các trọng số. Q trình thích nghi là sự điều chỉnh liên tiếp
các hệ số để tìm điểm cực tiểu của hàm parabolic. Tại điểm duy nhất này lỗi bình
phƣơng trung bình sẽ là tối thiểu. Do vậy, hiệu chỉnh các trọng số sẽ theo hƣớng
hạ thấp độ dốc của bề mặt lỗi (tức là theo hướng đối diện với vectơ gradient
∂δ
,−N ≤ k ≤ N ). Điều này sẽ dẫn đến lỗi bình phương trung bình tối thiểu. Đây là
∂ wk

ý tưởng cơ bản của thuật tốn giảm độ dốc, mơ tả bằng cơng thức đệ quy:
1 ∂δ
w k ( n+1 )=w k ( n )− μ
với k =0 , ±1 , ±2 , … , ± N (2.9)
2 ∂ wk

trong đó μ là hằng số dương nhỏ, gọi là tham số kích cỡ bước. Nhân tử ½ để
triệt nhân tử hai trong phương trình đạo hàm. Chỉ số n là số bước lặp.
Sử dụng phương trình tương quan chéo:
w k ( n+1 )=w k ( n ) + μ R ex (k ) (2.10)

20


GVHD: Trần Văn Nghĩa

SVTH: Vũ Chu Mạnh

Thuật toán giảm độ dốc yêu cầu biết về hàm tương quan chéo. Tuy nhiên điều
này khơng có sẵn trong mơi trường khơng biết trước. Ta có thể vượt qua khó khăn

này bằng một ước lượng đồng thời hàm tương quan chéo Rex (k ). Cụ thể trên cơ sở
phương trình ta có thể dùng ước lượng sau:
^
Rex =e n−x n−k với k =0 , ±1 , ±2 , … , ± N (2.11)

Theo cách đó ta dung cơng thức ước lượng tương tự:
w
^k ( n+1 )=^
w k ( n ) + μ en x n−k với k =0 , ±1 , ±2 , … , ± N (2.12)

Thuật toán này gọi là thuật tốn bình phương trung bình tối thiểu LMS, n như
^k ( n ) là giá trị cũ của trọng số, còn μ e n x n−k là hiệu chỉnh cho
là phép lặp trước đó, w

trọng số cập nhật. Thuật tốn LMS là một ví dụ của hệ số phản hồi ngược (minh
họa trên hình 2.4), vì vậy có thể thuật tốn phân kì (tức là bộ cân bằng khơng ổn
định) và tính hội tụ của LMS là khó phân tích. Tuy nhiên bằng cách cho  những
giá trị nhỏ ta thấy sau một số lớn bước lặp tính chất của thuật toán LMS là tương tự
với thuật toán giảm độ dốc, trong đó dùng đạo hàm chứ khơng phải ước lượng
nhiễu để tính các trọng số.
Có thể đơn giản cơng thức LMS bằng các ký hiệu ma trận:
x n=[x n +N , … , x n+1 , x n−1 , x n− N ]T (2.13)
w
^n=[^
w− N ( n ) , … , w
^
^0 ( n ) , w
^1 ( n ) , … , w
^N (n)]T (2.14)
−1 ( n ) , w

wn (2.15)
Dùng ký hiệu ma trận: y n=x Tn ^

Vế phải là tích vơ hướng của hai vectơ.
Có thể tóm tắt thuật tốn LMS như sau:
^1=0 ( tức là đặt tất cả các trọng số của bộ cân bằng bằng
- Khởi phát đặt w

không tại n=1 hay t=T).
- Đối với n=1,2… Tính:
21


GVHD: Trần Văn Nghĩa

SVTH: Vũ Chu Mạnh
T

y n=x n ^
wn
e n=an− y n
w
^k ( n+1 )=^
w k ( n ) + μ en x n−k với μ là tham số kích thước

- Tiếp tục tính cho đến khi điều kiện đạt ổn định
Hiệu chỉnh

+

Giá trị cũ
w
ˆ k ( n)

+
Giá trị cập nhật

w
ˆ k ( n +1)

Bộ trễ một đơn vị T

Hình 2.4: Biểu diễn đồ thị tín hiệu của thuật tốn LMS
2.2.2. Phép tốn của bộ cân bằng
Có hai pha tính tốn cho bộ cân bằng thích nghi, đó là pha huấn luyện và pha
quyết định trực tiếp. Trong pha huấn luyện: một dãy biết trước được truyền qua
kênh và một phiên bản đồng bộ giống như vậy được tạo ra ở bộ thu. Sau khi làm trễ
bằng thời gian trễ truyền dãy phiên bản được cấp lên bộ cân bằng như đáp ứng
mong muốn (tham chiếu) để so sánh với chính dãy đó sau khi truyền qua kênh và đi
qua bộ cân bằng. Dãy huấn luyện dùng trên thực tế là dãy giả ngẫu nhiên PN
(Pseudorandom Noise).
Khi quá trình huấn luyện kết thúc, bộ cân bằng chuyển sang pha thứ hai: pha
quyết định trực tiếp. Trong pha này sai số mắc phải là :
e n=an− y n (2.16)

22


GVHD: Trần Văn Nghĩa

SVTH: Vũ Chu Mạnh

Trong đó y n là lối ra của bộ cân bằng, aˆn là ước lượng sau cùng (khơng cần
thiết chính xác như của ký hiệu a n). Trong phép tốn thơng thường, quyết định tại
bộ thu là chính xác với xác suất cao. Điều này có nghĩa ước lượng lỗi chính xác
trong hầu hết thời gian.
Bộ cân bằng thích nghi bám vào sự thay đổi chậm của kênh trong pha quyết
định trực tiếp. Khi μ lớn, bộ cân bằng có khả năng bám nhanh hơn tuy nhiên có thể
gây nên lỗi bình phương trung bình q mức khơng chấp nhận được, vì vậy thực tế
phải lựa chọn μ thích hợp.
2.2.3. Phương pháp thực hiện bộ cân bằng
Ưu điểm của thuật toán LMS là dễ thực hiện. Phương pháp thực hiện LMS có
thể chia thành ba loại:
- Phương pháp tương tự: dựa trên công nghệ CCD (linh kiện tạo cặp điện
tích). Mạch cơ bản là một dãy transitor với cực máng và nguồn nối tiếp. Các cực
máng được ghép theo kiểu điện dung với cổng. Tập các trọng số có thể điều chỉnh,
được lưu trong các vị trí nhớ số. Phép nhân của các giá trị mẫu tương tự với các
trọng số, thực hiện theo cách tương tự. Phương pháp này có ứng dụng cao khi tốc
độ dữ liệu lớn phục vụ cho các ứng dụng số.
Bộ cân bằng thích nghi
xn

Bộ quyết định
yn

aˆn

( w k)

en

an

Bộ tạo dãy
huấn luyện

+

Hình 2.5: Minh họa hai pha hoạt động của bộ cân bằng thích nghi
- Ứng dụng số trong phần cứng: Lối vào bộ cân bằng, trước hết được lấy mẫu
sau đó được lượng tử và lưu trong các thanh ghi dịch. Tập các trọng số hiệu chỉnh
23


GVHD: Trần Văn Nghĩa

SVTH: Vũ Chu Mạnh

cũng được lưu trong các thanh ghi. Các mạch logic dùng để thực hiện các phép
tốn số học (nhân và tích lũy).
- Dùng bộ vi xử lý lập trình được: ưu điểm của phương pháp này là có thể
dùng chung một phần cứng cho các nhiệm vụ nhân, lọc, điều chế, và giải điều chế
trong modem.
2.2.4. Cân bằng phản hồi quyết định
Với lối vào kênh là dãy xn của một kênh băng cơ sở có đáp ứng xung biểu diễn
bằng dãy hn với hn=h(nT). Khi khơng có nhiễu, tại lối ra là:
y n=∑ hk xn −k =h0 x n+ ∑ hk x n−k + ∑ hk x n−k (2.17)
k

k <0

k >0

Số hạng đầu biểu diễn ký hiệu dữ liệu mong muốn. Số hạng thứ hai và thứ ba
xảy ra trước và sau mẫu cơ bản h 0. Ý tưởng của cân bằng phản hồi quyết định là
dùng quyết định dữ liệu trước con trỏ để hiệu chỉnh sau con trỏ. Nếu điều kiện này
thỏa mãn, bộ cân bằng phản hồi có thể cải thiện hiệu suất của bộ cân bằng đường
trễ.
Nếu một bộ cân bằng phản hồi quyết định gồm một phần hướng thuận (tiến),
một phần hướng ngược (lùi) và một bộ quyết định. Phần hướng thuận gồm bộ lọc
trễ đường, các nút của nó cách nhau một khoảng bằng nghịch đảo tốc độ truyền tín
hiệu. Dãy dữ liệu cần cân bằng cấp lên phần này. Phần hướng ngược gồm một bộ
lọc trễ đường khác, các nút của nó cũng cách nhau một khoảng thời gian bằng
nghịch đảo tốc độ tín hiệu. Lối vào phần hướng ngược là quyết định của ký hiệu
tách trước. Chức năng của phần hướng ngược là trừ phần ISI tạo nên bởi ký hiệu đã
tách trước đó vào ước lượng của mẫu tương lai.
Việc thêm phần hướng ngược làm bộ cân bằng trở thành phi tuyến. Tuy nhiên
tiêu chuẩn lỗi bình phương trung bình có thể dùng để tối ưu toàn bộ cân bằng phản
hồi quyết định. Thực chất thuật tốn LMS có thể dùng thích nghi cả cho trọng số
tiến và lùi dựa trên tín hiệu lỗi chung.
Giả sử vectơ cn là kí hiệu tổ hợp trọng số tiến và lùi:
24


GVHD: Trần Văn Nghĩa

SVTH: Vũ Chu Mạnh

c n=[

^ (1)
w
n
]
(2) (2.18)
^n
w

ở đó wn(1) ký hiệu trọng số phần tiến, wn(2) ký hiệu trọng số phần lùi. Ký hiệu
vectơ vn tổ hợp những mẫu lối vào của cả hai phần.
v n=[

xn
] (2.19)
^an

trong đó xn là các mẫu lối vào, aˆn là những mẫu lối vào phần lùi.
xn

+

Hướng phần
thuận

Bộ quyết
định

w
ˆ n (1)

aˆn

en

Hƣớng phần
ngược

w
ˆ n (2)

Hình 2.6 Sơ đồ khối của bộ cân bằng phản hồi quyết định
Qua việc phân tích hai kỹ thuật đồng bộ và cân bằng thích nghi sử dụng trong
bộ giải điều chế tín hiệu mà cụ thể ở đây là bộ giải điều chế tín hiệu 16-QAM,
chúng ta phần nào hiểu rõ phương pháp cũng như thuật toán sử dụng để thiết kế sản
phẩm sau này. Đây là hai kỹ thuật quan trọng nhất để thiết kế bộ giải điều chế tín
hiệu 16-QAM, nhằm đảm bảo giải mã chính xác tín hiệu truyền, nâng cao tính tin
cậy của hệ thống [3].

25